怎么才能让照片超过30k 谁在线帮我、、我不会PS= =_百度知道
怎么才能让照片超过30k 谁在线帮我、、我不会PS= =
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1、用画图打开那个照片，另存为.bmp文件，可以超过30k。2、用acdsee打开，转换文件格式。不会？
打开--双击--右键--转换文件格式--bmp或者其他的。
可是、、校友说。。。仅支持JPG、PNG、GIF格式的图片
我觉得你好像是要提供一个系统用的照片，你可以用相机照个，然后把它用acdsee打开，剪裁成400*300大小，另存为jpg格式，一般就会符合要求了。至于30k的问题，你的校友也不是很懂，这类图像问题的。我觉得就会通过了。
提问者评价
好的吧、、我没看懂~但是谢啦~还有。。。。。。校友。。是腾讯校友
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你可以试试这样做，将你的图片打开，点击“文件”，再点“另存为”，供畅垛堆艹瞪讹缺番画将“保存类型”改一下，图片大小就会变。
你可以多试几种类型。如果你的照片够清晰的话，可以考虑用相机重拍一下，拍的时候可以把像素调高点，再导到电脑上。
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本文由qcj贡献
随着社会生产力的发展， 需要不断地开发各种新型电动机。 新技术新材料的不断涌现， 促进了电动机产品的不断推陈出新。早在本世纪 30 年代，就有人开始研制以电子换向来 代替电刷机械换向的无刷直流机，并取得了一定的成果。但由于当时的大功率电子器件仅 处于初级发展阶段，没能找到理想的电子换向元器件。1955 年,美国的 D. Harrison 等人首 次申请了应用晶体管换向代替电动机机械换向的专利，这就是现代无刷直流机的雏形，但 由于电动机尚无起动转矩而不能产品化。而后又经过人们多年的努力，借助于霍尔元件来 实现换向的无刷直流机终于在 1962 年问世，从而开创了无刷直流机产品化的新纪元。70 年代以来，随着电力电子工业的飞速发展，许多新型的高性能半导体功率器件，如 GTO, MOSFET, IGBT 等相继出现，为无刷直流机的广泛应用奠定了坚实的基础[1]。 无刷直流机保持着有刷直流电机的优良机械及控制特性，在电磁结构上和有刷直流电 机一样，但它的电枢绕组放在定子上，转子上放置永久磁钢。无刷直流机的电枢绕组像交 流电机的绕组一样，采用多相形式，经由逆变器接到直流电源上，定子采用位置传感器实 现电子换相来代替有刷直流电机的电刷和换向器，各相逐次通电产生电流，定子磁场和转 子磁极主磁场相互作用产生转矩。和有刷直流电机相比，无刷直流机由于取消了电机的滑 动接触机构，因而消除了故障的主要根源。转子上没有绕组，也就没有了励磁损耗，又由 于主磁场是恒定的，因此铁损也是极小的,因而进一步增加了工作的可靠性[2]。 对于无刷直流机的控制器，当前主要有专用集成电路(ASIC)控制器、微处理器(MCU) 和 数 字 信 号 处 理 器 (DSP) 等 三 种 方 式 。 对 于 专 用 集 成 电 路 (ASIC-Application Specific 受到的限制过多。 现在市面上的无刷直流机控制器大 Integrated Circuit)使用时灵活性较差， 多采用单片机来实现。应用较多的是 8096 系列产品，但单片机的处理能力有限，特别是 需要处理的数据量大、实时性和精度要求高时，单片机往往不再能满足要求。 因此，人们便自然地想到了 DSP(数字信号处理器)。由于 DSP 可对输入输出数据进行 高速处理， 特别是 DSP 器件还提供了高度专业化的指令集， 提高了数字滤波器的运算速度， 这样使得它在控制器的规则实施、矢量控制和矩阵变换方面具有得天独厚的优势。若要无
刷直流机完成一些较复杂的控制功能，如电压电流双闭环调速、转子电流正弦波驱动，则 必须要用运动控制专用微处理器。运动控制专用微处理器种类很多，尤其以 TI 公司的 TMS320C24 系列
将电机控制所需的外围功能电路集成在一个 DSP 芯片内， 其具有体积小、 结构紧凑、易于使用、可靠性高的特点，运算速度可达 20～40MINPS，指令周期仅为几十 纳秒，与普通的 MCU 相比，运算及处理能力增强 10～50 倍，确保了系统具有更优越的控 制性能。因此，采用 DSP 作为控制芯片将是今后的发展方向。另外，采用 DSP 的专用集 成块的另一优点就是，可以降低系统对传感器等外围器件的要求，通过复杂的算法可以达 到同样的控制性能。
1 无刷直流电动机
本文针对有刷直流电动机存在换向火花、机械换向困难、磨损严重等缺点，提出了采 用无刷直流机来代替有刷直流电动机， 来提高控制系统的控制质量,本文设计了无刷直流机 的数字控制方法。由于 DSP 具有处理数据量大、实时性好和精度高等优点,所以本文控制 器采用的是 DSP。 此系统的双闭环就是通过 DSP 软件编程实现的， 比起以往的用模拟器件 实现的控制系统，其整个系统结构比较简单、控制精度高并且具有很强的灵活性，系统可 根据用户的控制要求只需更改设定参数（即指令操作数）就可以实现其控制结果。 本文对无刷直流机的结构和工作原理做了简单的介绍，以为了更好地理解无刷直流机 控制系统。虽然用位置传感器检测转子位置的方法比较直接，但位置传感器必须安装在电 动机轴上，使电动机更加笨重，并且增加了整个系统的机械磨损等，所以本文采用了无位 置传感器方法来获得转子位置信号,本文采用反电势检测法。为了使整个系统能够可靠运 行，因而采用了转速电流双闭环，转速环和电流环都采用 PI 调节器。
1.1 无刷直流电动机的结构
无刷直流机的转子是由永磁材料制成的,具有一定磁极对数的永磁体。 为了能产生梯形 波感应电动势，无刷直流机的转子磁钢的形状呈弧形（瓦片状） ，气隙磁场呈梯形分布。 定子上有电枢，这一点与永磁有刷直流电动机正好相反。无刷直流机的定子电枢绕组采用 整距集中式绕组，绕组的相数有二、三、四、五相，但应用最多的是三相和四相。各项绕 组分别与外部的电子开关电路相连，开关电路中的开关管受位置传感器的信号控制。 无刷直流机的工作离不开电子开关的电路，因此由电动机本体、转子位置传感器和电 子开关电路三部分组成了无刷直流机控制系统。其原理框图如图 1-1 所示。图中，直流电 源通过开关电路向电动机定子绕组供电，位置传感器随时检测到转子所处位置，并根据转 子的位置信号来控制开关管的导通和截止。从而自动地控制了哪些绕组通电，哪些绕组断 电，实现了电子换向[4]。
位置传感器 图 1-1 无刷直流电动机原理框图 Fig.1-1 The diagram of block diagram of brushless DC motor
1.2 无刷直流机的工作原理
普通直流电动机的电枢在转子上，而定子产生固定不动的磁场。为了使直流电动机旋 转，需要通过换向器和电刷不断的改变电枢绕组中电流的方向，使两个磁场的方向始终保 持相互垂直，从而产生恒定的转矩驱动电动机不断旋转。 无刷直流机为了去掉电刷，将电枢放到定子上去，而转子做成永磁体，这样的结构正 好与普通电动机相反。然而即使这样改变还不够，因为定子上的电枢通入直流电以后，只 能产生不变的磁场电动机依然转不起来。为了使电动机的转子转起来，必须使定子电枢各 相绕组不断地换相通电，这样才能使定子磁场随着转子的位置不断地变化，使定子磁场与 转子永磁磁场始终保持 90o 左右的空间角，产生转矩推动转子旋转[5]。在换相的过程中， 定子各项绕组在工作气隙中所形成的旋转磁场是跳跃式运动。这种旋转磁场在一周有三种 状态，每种状态持续 120o。它们跟踪转子，并与转子的磁场相互作用，能够产生推动转子 继续转动的转矩。 无刷直流机有多相结构，每种电动机可分为半桥驱动、全桥驱动，全桥驱动又可分为 星形和角形联结以及不同的通电方式。因此，不同的选择会使电动机产生不同的性能并且 成本也不相同。以下对此作一个对比: 1)绕组利用率 不像普通直流电动机那样，无刷直流机的绕组是断续通电的。适当地提高绕组通电率 将可以使同时通电导体数增加，使电阻下降，提高效率。从这个角度来看，三相比四相好， 四相比五相好，全桥比半桥好。 2)转矩的波动 无刷直流机的输出转矩波动比普通直流电动机的大。因此希望尽量减小转矩波动。一 般相数越多，转矩波动越小。全桥驱动比半桥驱动的波动小。 3)电路成本 相数越多，驱动电路所使用的开关管越多，成本越高。全桥驱动比半桥驱动所使用的 开关管多一倍，因此成本要高。多相电动机的结构复杂，成本也高。
综合上述分析，目前以三相星形全桥驱动方式应用最多。
1.3 三相无刷直流机星形联结全桥驱动原理
驱动电路开关管的控制原理可用图 1-2 加以说明（图中假设转子只有一对磁极，定子 绕组 A、B、C 三相对称，按每极每相 60o 相带分布） 。
C' B N S A' C B'
（a）A 相正向通电，B 相反向通电
（b）转过 60o
（c）继续旋转
（d）A 相正向通电，C 相反向通电转过 60o
C' B S N A
（e）B 相正向通电，C 相反向通电
（f）转过 60o
C' B S N A' C B'
（g）B 相正向通电，A 相反向通电
（h）转过 60o
图 1-2 无刷直流机转子位置与换相的关系 Fig.1-2 The diagram of brushless DC motor rotor position and commutation relations
假设当转子处于图 1-1（a）位置时为 0o ，相带 A′、B、C′在 N 级下，相带 A、B'、 C 在 S 级下，这时 A 相正向通电，B 相反向通电，C 相不通电，各相通电波形见图 1-3， 产生的定子磁场与转子磁场相互作用，使转子逆时针恒速转动。 当转过 60o 角后，转子位置如图（b）所示。这时如果转子继续转下去就进入图（c） 所示的位置，这样就会使同一磁极下的电枢绕组中有部分导体的电流方向不一致，它们互 相抵消，削弱磁场，使电磁转矩减小。因此，为了避免出现这样的结果，当转子转到图（b） 的位置时，就必须换相，使 B 相断电，C 相反相通电。 转子继续旋转，转过 60o 角后到图（d）所示位置。根据上面讲的道理必须要进行换相， 即 A 相断电，B 相正相通电， （e）所示。 转子再转过 60o 角，如图（f）所示位置，再进行换相，使 C 相断电，A 相反向通电， 如图（g）所示。 这样如此下去，转子每转过 60o 角就换相一次，相电流按图所示的顺序进行断电和通 电，电动机就会平稳地旋转下去。 按图 1-1 的驱动方式，就可以得到如图 1-2 所示的电流和感应电动势波形。 以 A 相为例，在转子位于 0o～120o 区间内，相带始终在 S 磁极下，相带 A′始终在 N 极下，所以感应电动势 e A 是恒定的。在转子位于 120o～180o 区间内，随着 A 相的断电，相 带 A 相和相带 A′相分别同时逐渐全部进入 N 极下和 S 极下， 实现换极。 由于磁极的改变， 使感应电动势的方向也随之改变， e A 经过过零后点后变成正值。在转子位于 180o～300o 区间内，A 相反向通电，相带 A 和相带 A′仍然分别在 N 磁极下和 S 极下，获得恒定的负 感应电动势。在转子位于 300o～360o 区间内，A 相断电，相带 A 相和相带 A′相又进行换
极，感应电动势的方向再次改变，e A 经过过零点后变成正值。因此，感应电动势是梯形波， 且其平顶部分恰好包含了 120o 电流方波。转子每转一周，感应电动势变化一个周期。
图 1-3 电流与感应电动势波形 Fig.1-3 The diagram of current and induced voltage waveforms
对于 B 相和 C 相，感应电动势的波形也是如此，只不过在相位上滞后于 A 相 120o 和 240o。实际上，感应电动势的梯形波形取决于转子永磁体供磁磁场和定子绕组空间分布， 以及两者的匹配情况。感应电动势的梯形波有利于电动机产生一个恒定的转矩。由于在换 相时电流不能突变，因此实际的相电流波形不是纯粹的方波，而是接近方波的梯
形波，这 会使转矩产生波纹。 根据图 1-1 的通断顺序，三相星形联结全桥驱动的通电规律如表 1-1 所列
通电 顺序 转子 位置 开关 管 A相 B相 C相 通电 顺序 转子 位置 开关 管 A相 B相 C相 + + 360 ～300 3，6 300 ～240 1，6 + + 0～ 60 1，4 60 ～120 1，6
正转（逆时针）
120 ～180 3，6
180 ～240 3，2
240 ～300 5，2
300 ～360 5，4
+ 反转（顺时针） +
240 ～180 1，4
180 ～120 5，4
120 ～60 5，2
60 ～0 3, 2
表 1-1 三相星形联结全桥驱动的通电规律 Tab.1-1 Table of star-connected three-phase full-bridge driver of the power law
1.4 无刷直流机的运行特性和调速原理
设转子永久磁铁所产生的磁场在电动机气隙中是按正弦分布，转子转角为 θ 时， B = Bm sin θ 。当定子绕组某相通过直流电流时，电动机产生的转矩为： Ta = Z D LBm rI sin θ ………………………………………（1-1） 式中, Z D 为相导体数；
L 为导体的有效长度； Bm 为气隙磁通最大值；
r 为气隙半径； I 为定子绕组相电流。 无刷直流机的电压平衡方程式为：
U ? ?U = E a + IR …………………………………………（1-2） E a = K e n ……………………………………………………………（1-3） Ta = K T I ………………………………………………………………（1-4）
则可写出机械特性方程式为:
n= (U ? ?U ) R ? Ta = n0 ? ?n ……………………………（1-5） Ke K e KT
式中， n 为电动机转速， r / min ；
U 为直流电源电压，V； ?U 为功率晶体管压降，V； Ta 为电动机转矩平均值， N ? M ； R 为电动机内阻， ? ； K e 、 K T 分别为电势系数、转矩系数。
和直流电动机一样，当 U 变化时即改变 n0 ，电动机可以进行无级调速。但实际的无刷 直流机调速系统使用微机控制，把检测到的端电压信号送到 DSP，计算出电动机的转速， 再与给定的转速比较，输出 PWM 信号，控制开关管的通断，从而控制电动机电流（电压） 大小， 是电动机的转速变化。 其调速原理是通过电子开关把交变的方波电流送入定子绕组， 由开关频率的变化引起电动机转速的变化[7]。
2 系统硬件平台设计
2.1 系统总体方案设计
系统总体的硬件电路可分为以下几个部分: 1)DSP 控制系统电路设计 2)功率主电路设计 3)检测电路设计 4)故障处理保护电路设计。系统的总体的硬件框图如图 2-1 所示
过欠 电压 检测 电路
6路 6路PWM
反电势检测电路 3
图 2-1 系统总体硬件框图 Fig.2-1 The diagram of overall system hardware block diagram
前级整流滤波电路提供给整个系统稳定的直流电源；逆变电路选用的是 IPM 模块，由 D
SP 提供的 6 路 PWM 信号经过高速光耦的隔离后经驱动电路驱动从而控制电机的运转； 反电动势检测电路则是提供给 DSP 信号用来确定转子位置的。 保护电路则是对整个系统提 供安全的保护措施，包括过压、欠压等。
2.2 功率主电路
由于无刷直流机的供电电压为直流，在其定子中流过的是交流电的原因，所以对于系 统的主电路来说采用常用的交-直-交变换。
VA VB VC D2 D4 D6 C1
图 2-2 交直变换电路结构图 Fig.2-2 The diagram of AC-DC converter chart
交直部分采用三相桥式不可控整流电路(电路图如 2-2 所示)，用来提供电路所需的直 流电压。滤波电容 C1 用来稳定直流电压，降低直流电源的输出阻抗。其中 A, B, C 三相为 从 DSP 系统开发控制板输出的三相交流电。
图 2-3 直交变换电路图 Fig.2-3 The diagram of orthogonal transform circuit
直交变换部分(电路图如图 3-3 所示)采用三菱公司的第三代“智能功率模块”(IPM )。 IPM（Intelligent Power Module）智能电力电子模块是电力电子集成电路 PIC（Power Integrated Circuit）的一种。由于高度集成化使模块结构十分紧凑，避免了由于分布参数、 保护延迟等带来的一系列技术难题，是变频器的可靠性得到进一步提高。以下是介绍变频 器中最常用的以 IGBT 为主开关器件的 IPM。
2.2.1 IPM 模块的内部结构
图 2-4 IPM 的等效电路图 Fig.2-4 The diagram of IPM 's equivalent circuit
由图 2-4 可见，IPM[9]是一种包括反并联续流二极管在内的由 IGBT 组成的逆变器。在 此电路中，功率变换由 6 个 IGBT 开关管及续流二极管构成三相逆变桥。六个 IGBT 开关 管的开关触发信号受 TMS320LF2407A DSP 芯片所输出的六路 PWM 波的控制，开关管有 规律的通断将直流电逆变为交流电提供给无刷直流机的三相定子。 从这可以看出，所谓无刷直流机实际上在其定子中流过的是交流电，只是其供电电流 是直流电而己，这一点与有刷直流电机是相同的。
2.2.2 IGBT 驱动电路
本系统的 IGBT 门极触发采用的是日本东芝公司 TA8316AS，通过大电流直接驱动 IGBT。其内部和控制电路连接如图：
D1 VCC 20V Q1 R32 150 R33 10 2 7 DI
+ 30k BATTERY
图 2-5 TA8316AS 内部和控制电路图 Fig.2-5 The diagram of TA8316AS internal and control circuit
表 2-1 TA8361AS 引脚功能表 Tab.2-1Table of TA8361AS pin Menu
引脚数 1 2 3 4 5 6 7
引脚名称 GATEIN VCC N．C GND SI SO DI
功能 门极信号输入 提供系统电压 悬空 接地 IGBT 门级驱动引脚 1 IGBT 门极驱动引脚 2 IGBT 门极保护二极管引脚
2.3 位置检测电路
无刷电动机是一闭环的机电一体化系统，它是通过转子磁极位置信号作为电子开关线
路的换相信号，因此，准确检测转子位置，并根据转子位置及时对功率器件进行切换，是 无刷直流机正常运行的关键。 为适应无刷电动机的进一步发展，无位置传感器应运而生，它一般利用电枢绕组的感
应反电动势来间接获得转子磁极位置，与直接检测法相比，省去了位置传感器，简化了电 动机本体结构，取得了良好的效果，并得到了广泛的应用。因此本系统采用无位置传感器 方法进行位置检测。
2.3.1 常用的无位置传感器位置检测方法
反电势检测法[10] 对于常见的两相导通三相六状态工作方式，除了换向的瞬间之外，在任意时刻，电机 总有一相绕组处于断电状态。当断电相绕组的反电势过零之后，再经过 30 o 电角度，就是 该点的换向点。因此，只要检测到各相绕组反电势的过零点，就可确定电机的转子位置和 下次换流的时间。 由于反电势难以直接测取， 通常通过检测端电压间接获得反电势过零点。 故这种方法又称为端电压检测法。 反电势法的缺陷是当电机在静止或低速运行时，反电势为 0 或太小，因而无法利用。 一般采用专门的启动电路，使电机以他控变频方式起动，当电机具有一定的初速度和电动 势后，在切换到自控变频状态。这个过程称为三段式起动，包括转子定位、加速和运行状 态切换三个阶段。
2.3.2 反电势过零检测原理
三相无刷直流机每转 60o 就需要换向一次，每转一转需要换向六次，因此需要六个换 向信号。每相的感应电动势都有 2 个过零点，这样三相共有六个过零点。如果能够通过一 种方法测量和计算出这六个过零点，再将其延迟 30o，就可以获得六个换相信号。感应电 动势位置检测法正是利用了这一原理[4]来实现位置检测。
图 2-5 电动机定子某一相电模型 Fig.2-5 The diagram of stator a-phase model
图 2-5 给出了电动机某一相的模型。图中，L 为相电感；R 为相电阻； E X 为相感应电 动势； I X 为相电流；VX 为相电压；Vn 为星形联结中性点电压。根据图 2-5，可以列出相电 压方程:
V X = RI X + L dI X + E X + Vn ………………………………(2-2） dt
对于三相无刷直流机，每次只有两相通电，两相通电电流方向相反，同时另一相断电， 相电流为零。因此，利用这个特点，将 X 分别等于 A、B、C 代入式（2-2） ，列出 A、B、 C 三相的电压方程，并将三个方程相加，使 RIX 项和 L
dI X 项相抵消，可以得到: dt
V A + VB + VC = E A + E B + EC + 3Vn ……………………………（2-3）
由图 2-5 可见，无论哪个相的感应电动势的过零点，都存在 E A + E B + EC = 0 的关系成 立。因此在感应电动势过零点有:
V A + VB + VC = 3Vn ……………………………
……………（2-4）
对于断电的那一相， I X = 0 ，因此根据式（2-2） ，其感应电动势为:
E X = V X ? Vn …………………………………………… （2-5）
所以，只要测量出各相的相电压 VA 、VB 、VC ，根据式（2-4）计算出 Vn ，就可以通过 式（2-5）计算出任一断电相的感应电动势。通过判断感应电动势的符号变化，来确定过零 点时刻。
2.3.3 反电势过零检测电路的组成
反电势过零检测法是通过将电动机电枢绕组的端电压与电枢中性点电压比较得反电 势过零点，从而确定转子磁极的位置，其检测电路由端电压检测、低通滤波、过零比较和 光电隔离等环节组成，如图 2-6 所示[5]。
ua0、ub0、uc0
图 2-6 无位置传感器位置检测电路结构 Fig.2-6 The diagram of sensorless position detection circuit
由于端电压不是完全的梯形波，总带有毛刺和谐波干扰，这些干扰将严重影响反电动 势过零点的正确检测，为此必须对其进行深度滤波。滤波后的端电压检测信号与电机的中 性点电压进行比较，获得反电动势的过零点。为了避免电压过高损坏 DSP，必须将反电动 势过零点信号经过光电隔离。 为了计算不通电相的感应电动势，需要测量三个相电压。与有位置传感器的硬件电路 不同的是，反电势检测电路取代了位置传感器和测量电路，采用廉价的分压电阻和滤波电 容组成反电势过零检测电路。反电势检测电路如图 2-7 所示。
+5V R7 12 R9 +5V R4 ADCIN0x D1 -5V C4 3 GND1 GND1 R8 U11A 2 5 R6 VOUTVINC1 4 R2 C3 C5 VCC HCPL7800 VDD2 VOUT+ VDD1 VIN+ C2 +5V R3 R1 Vx
图 2-7 端电压检测电路及其与 DSP 接口 Fig.2-7 The diagram of terminal voltage detection circuit and its DSP interface
该电路采用分压电阻检测三相端电压，检测到的信号经过隔离、放大后分别送到 TMS320LF2407A 的 ADCIN01～ADCIN03 通道。图中，HCPL7800 为高模抑制比隔离运算 放大器，双电源供电，具有良好的线形度，在高噪声环境下也能保证较高的精度和稳定性。 TMS320LF2407A 的工作电压为 3.3V，故采用集成运算放大 LF353 将电压信号转换为 0～ 3V 单极性电压信号。图中的 VX 为星型连接定子绕组的对地端点压，R1,R2 为分压电阻，电 容起滤波作用。 VO 为经分压滤波后的电压。端点压 VX 经分压后的电压 VO 经隔离放大后送 入 DSPTMS320LF2407A 的 ADCIN0x。此分压电路的分压比为:
V R1 = O ……………………………………………… (2-6) R1 + R2 V X
在选择 R1, R2 的值时，为了保护 DSP 芯片的 ADC 转换模块不因 VO 的值过大而损坏 ADC 转换模块，所以应适当减小分压比。但是当分压比过小即 VO 过小时就会给控制算法 带来一定的测量误差。因为当端电压一定
时，分压比越小则分压电压 VO 越小。而 VO 就是
ADC 模块的转换电压，而转换电压 VO 越低则 ADC 模块的测量误差也就越大。在应用反电 势算法进行转子位置检测时，由于在起动的过程中，反电势很小。如果经很小的分压比分 压，则进入 DSP 的 ADC 模块的电压值更小从而带来测量误差，从而进一步影响电机的起 动、换相。所以对于分压比的选择应采取“适度”的原则。 由于滤波电容与分压电阻 R2 相并联，所以应注意对电容的选择。对于 R1 值与 R2 相比 不可过小。因为如果 R1 过小则会造成对分压电阻 R2 的短路，使其失去作用。 实际由于端点压信号不是完全的梯形波，而总带有干扰信号。这些干扰信号将影响过 零点的正确检测。因此在以往的设计方法中一般都对电压信号进行了深度的滤波处理，但 同时也产生了位移，使换相信号处理复杂化。本系统中充分利用了 DSP 高效的运算处理能 力。在程序中采用了软件滤波的方法。同时反电势过零点的测定，及过零点移相 30o 换相 等处理都由软件实现。从而省去了以往硬件设计当中采用的滤波电路、电压比较电路、及 移相电路等硬件电路。
2.4 电流检测与保护电路
对于两相导通三相六状态无刷直流机，在任意时刻，只有两相绕组通电，电流从一相 绕组流入，再从一相绕组流出，电流大小与直流侧电流大小相等。这样，只需要在直流侧 接入一个采样电阻就可以检测导通相的电流。
VCC R6 R1 3 R5 R3 I 4 R4 R2 C1 C1 12 R GND 5 U11A 2 U12
过欠过欠欠
图 2-8 电流检测与保护电路原理 Fig.2-8 The diagram of current detection and protection circuit
如图 2-8 示，电流信号通过检测采样电阻 R 两端的电压得到。电流检测信号一方面作 为 DSP 的过流保护信号，接至 DSP 的 PDPINTA引脚；另一方面作为电流环的反馈信号，
输入到 DSP 的 ADCIN00 引脚。 过流检测是为了防止电机过载、起动或异常运行时由于电流过大而对控制电路、功率 逆变器和电动机本体的损害而设计的。在直流侧串联一个采样电阻，通过将采样电阻两端 电压进行比较来确定主电路电流是否过流，过流信号送至 DSP 的中断引脚，封锁功率开关 的驱动信号。如图 2-8 所示，其中电容 C1 和 C2 的作用是滤去采样电阻两端电压的高频干 扰信号，防止过电流误动作。采样电阻应根据最大允许电流的限值来选取，其阻值以端电 压为 0.5V 为基准。 由于 TMS320LF2407A 的 A/D 转换单元输入信号的电压范围为 0～3.3V， 而电流采样信号比较小，所以需要进行放大。同时为了保护 DSP 不因过流信号而损坏，还 应该对电流信号进行隔离。具体的放大电路可参照端电压检测电路。
2.5 故障处理
和保护电路
2.5.1 故障处理电路
为保证系统中功率电路安全可靠地工作，DSP 控制器提供了功率驱动保护中断
PDPINTA 。当器件功率保护输入引脚 PDPINTA 被置为低电平时，DSP 内部定时器立即停
止计数， 所有 PWM 输出管脚全部呈现高祖态。 利用它可方便地实现系统的各种保护功能。 故障处理电路原理如图 2-9 所示，过电压、欠电压、过电流的各种故障信号一方面输 入或非门（如 CD4078） ，一方面送入 DSP 进行判别。当任一种故障发生时，或非门输出一 个低电平信号，向 DSP 申请故障中断，封锁 PWM 输出，实现系统的保护功能
TMS320LF2407A
各种 故障 信号 显示LED
控制继电器
I/O + PDPINTA
图 2-9 故障处理原理图 Fig.2-9 The diagram of schematic Troubleshooting
2.5.2 过欠电压保护电路
DSP 实时监测交流母线电压，当电网电压过低或过高时，关闭逆变器，使控制器不会 损坏。电机在起动过程中，如果出现了欠压的情况，电机将起动不了，会使电机出现堵转
的现象，从而对系统造成损坏。为了避免上述情况，我们设计了下面的电路如图 2-10。
R29 5K U10 LOWVOL
W3 T1 B1 1 AC 10VAC 2 AC TRANS1 V3 220uF V+ 4 C1 380VAC 20K
D3 IN231B/5V
Q1 9013 VCC OVERVOL
D4 IN231B/5V
PC817 Q2 9013
图 2-10 过、欠电压保护原理图 Fig.2-10 The diagram of over-voltage,under-voltage protection schematic
过、欠压保护电路[12]的输入电压 IN 必须能反映三相交流输入电源的变化，这样当三 相交流电出现过压或者是欠压时，过、欠压保护电路的输入电压 IN 就会发生变化，输出 端的信号 LOWVOL 和 OVERVOL 就会输出信号给控制电路进行处理。 如图 2-10 所示，系统采用信号变压器，原边为三相交流电压的某线电压，变比为 380： 10，通过桥式整流，将副边的交流信号转换成直流电。按照在 ± 10%的范围内作为正常来 衡量，标定电位器 W3 和 W4,W3 标定欠压，W4 标定过压。我们以比三相交流电正常供电 电压(380V)低 10%(即幅值 342V)为欠压的标准线，即三相交流输入电压低于 342V 时(变压 器副边电压低于 9V )为欠压，此时 U IN 为 12.7V。以 U IN =12.7V 为基准，标定 W3 使其中 间抽头输出电压为 5V。 这样在输入电压在 380V ± 10%内时， 使其中间抽头输出电压一 W3 定高于 5V,稳压二极管 D3 稳压使 Q1 的基极电压稳定为 5V, Q1 控制光耦 U10 的输入端导 通，从而使 LOWVOL 输出“0” ，而当输入幅值电压低于 342V 时，W3 中间抽头输出电压 一定低于 5V，三极管 Q1 不工作，LOWVOL 输出“1” 。同样的原理应用于过压上，以比 三相交流电正常供电电压高 10%（即幅值 418V）时为过压的标准线，即三相交流输入电 压高于 418V 时（变压器副边电压
高于 11V）为过压，此时 U IN 为 15.5V。以 U IN =15.5V 为 基准，标定 W4 使其中间抽头输出电压为 5V。这样在输入电压在 380V ± 10%内时，W4 中 间抽头输出电压一定低于 5V，三极管 Q2 不工作，OVERVOL 输出“1” 。输入幅值电压高 于 418V 时，W4 中间抽头输出电压一定高于 5V，稳压二极管 D4 稳压使 Q2 的基极电压稳
定为 5V,Q2 控制光耦 U11 的输入端导通，从而使 OVERVOL 输出“0” 。所以，通过以上的 分析我们可以得到如表 2-1 的真值表。
表 2-2 过欠压信号真值表 Tab.2-2 Table of over-voltage,under-voltage signal truth table
LOWVOL 正常 欠压 过压 0 1 0
OVERVOL 1 1 0
可以看出， LOWVOL 信号只有在发生欠压时， “1” 其它情况都为 为 ， “0” 而 OVERVOL 。 信号只有在发生过压时，为“0” ，其它情况都为“1” 。 我们将 LOWVOL 取反后，通过故障保护电路送到 DSP 的引脚 PDPINTA 。同样将 OVERVOL 信号送到 DSP 的引脚 PDPINTA ，就可以实现过、欠压保护功能。电路原理图 如图（2-10）所示。
R34 10K U12A 1 74LS04 2
过 欠 欠 欠 、 欠 欠
图 2-10 过、欠电压信号输出原理图 Fig.2-10 The diagram of over-voltage,under-voltage signal output schematic
2.6 DSP 控制电路设计
TMS320LF240X 芯片为公司的 MS320C200 系列下的一种定点 DSP 芯片，特别适合于 运动系统全数字化控制。它具有低成本、低功耗、高性能的处理能力。它将几种外设集成 到芯片内，形成了真正的单芯片控制器，具有运算速度在 30MPIS 以上、外设集成度高、 程序存储量大（片内 FLASH） 、ADC 模块的转换速度快等特点。同时，该类芯片具有强大 的外部通信接口（SCI、SPI、CAN）便于构成大的控制系统。因此本系统选用 DSP 的型号 为 TMS320LF2407A。
2.6.1 TMS320LF2407A 简介
TMS320LF2407A[15]是 TMS320C24x 系列中功能最高的一款 DSP，该芯片与同系列其 它 DSP 相比，有如下一些特点： 1)采用高性能静态 CMOS 技术，供电电压为 3.3V，减小控制器的功耗；30MIPS 的执 行速度使得指令周期缩短到 33ns，从而提高了控制器的实时控制能力。 2)片内高达 32K 字的 FLASH 程序存储器，高达 1.5K 字的数据/程序 RAM。544 字双 端口 RAM(DRRAM)和 2K 字的单口 RAM( SARAM )。 3)两个事件管理器模块 EVA 和 EVB，每个包括：两个 16 位通用定时器；8 个 16 位的 脉宽调制(PWM)通道。它们能够实现：三相反相控制；PWM 对称和非对称波形；当外部 引脚 PDPINTx 出现低电平时快速关闭 PWM 通道；可编程的 PWM 死区控制以防止上、下 桥臂同时输出触发脉冲；3 个捕获单元；片内光电编码器接口电路；6 通道 A/D 转换器。 事件管理器模块适用于控制交流感应电动机、无刷直流机、开
保证关磁阻电机，步进电机、 多极电机和逆变器。 4)可扩展的外部程序存储器，总共 192K 字；64K 字程序存储器空间；64K 字数据存 储器空间；64K 字 I/O 寻址空间。 5)看门狗定时器模块(W 和 DT) ,保证程序运行的安全性。 6)16 通道 10 位 A/D 转换器， 最小转换时间为 500ns， 可选择两个事件管理器来触发的 两个 8 通道输入 A/D 转换器或一个 16 位通道输入的 A/D 转换器。 7)控制器局域网(CAN)模块。 8)串行通讯接口(SCI)。 9)16 位的串行外设接口(SPI)。 10)基于锁相环的时钟发生器。
11)高达 40 个可单独编程或复用的通用输入/输出引脚(GPIO)。 12)32 位累加器和 32 位中央算术逻辑单元（CALU） ；16 位*16 位并行乘法器，可实现 单指令周期的乘法运算；5 个外部中断(电机驱动保护、复位和两个可屏蔽中断)。 13)电源管理包括 3 种低功耗模式，并且能独立将外设器件转为低功耗模式。
2.6.2 起停电路、DSP 晶振及复位电路设计[16]
1)起停电路的实现 起动、停止电路如图 3-15 所示:
R16 R17 1 R18 74LS04 A C 2
图 2-11 起动、停止控制电路图 Fig.2-11 The diagram of start,stop control circuit
起动、 停止电路都是最基本的 RC 充放电路。 控制电机起动， 通过按按钮 SW2， START 信号由高电平变为低电平， DSP 的 ADCIN04(I/O) 多功能口， 送 通过程序将 ADCIN04 I/O） （ 口配置成 I/O 口，当 DSP 检测到 START 信号变低时，系统便开始电机起动程序。 而电机停机是通过 SW1 按钮控制，STOP 信号送 DSP 的 ADCIN04(I/O)口，当 SW1 按下时，DSP 检测到高电平时，电机停转。电阻 R17 和 R18 是为了防止在高电平到低电平 的突变，起到续流的作用。 2)复位电路 系统的复位电路采用的为简单实用的上电复位电路，电源刚加上时， TMS320LF240LF7A 处于复位状态，RS 为低电平使芯片复位。 为使芯片初始化正确一般应 保证 RS 为低电平至少 3 个 CLKOUT 周期，即当时钟为 20MHz 时的 600ns。但是，在上电 后，系统的晶体振荡器往往需要几百毫秒的稳定期，一般为 100ms～200ms。
R 100K RS 2 74LS04 A
1 C 4.7F 74LS04 A
图 2-12 复位电路 Fig.2-12 The diagram of reset circuit
(?t ) 系统采用图 2-12 电路的复位时间主要由 R 和 C 确定。A 点电压 V = VCC ?1 ? e τ ? 设 ? ? ? ?
V1=1.5V 为低电平与高电平的分界点，则:
? ……………………………………（2-7） t1 = RC ln?1 ? V 1 ? VCC ? ? ?
选择 R=100K ? ,C =4.7 μ F,可得 t1=167ms， 随后的施密特触发器保证了低电平的持续 时间至少为 167ms，从而满足系统复位要求。 实际应用中，DSP 的系统时钟频率较高，运行过程中极有可能会发生干扰和被干 扰的现象，严重时系统会出现死
机现象，所以，在以后的工作中，为了克服上述问题，硬 件上必须做出相应的处理。 其中最有效的办法是采用具有监视(Watchdog)功能的复位电路。 3)晶振电路 给 DSP 芯片提供时钟一般有两种方法，一种是利用 DSP 芯片内部提供的晶振电路， 在 DSP 芯片的 X1 和 X2CLKIN 之间连接一晶体可起动内部晶体振荡器，这种方式的晶体 应为基本模式，且为并联谐振。 第二种是将外部时钟源直接输入 X2CLKIN 引脚， 悬空。 X1 采用封装好的晶体振荡器， 这种方法使用方便，在实际应用中得到了广泛的应用。在本系统中正是利用第二种方法提 供给 DSP 芯片时钟信号源，电路图如图 2-13 所示 4 脚加 3.3V 电压， 脚接地， 2 就可在三脚得到所需的时钟， 脚悬空。 1 系统中由于 DSP 的时钟为 20 MHz，所以选择外部晶振为 20MHz。对 TMS320LF2407A 与别的 CPU(51 和 96)不一样，时钟分为三种，CPUCLOCK, SYSCLOCK 和 WATCHCLOCK，它们由 DSP 内
部的锁相环时钟模块(PLL clock module)提供。其中 CPUCLOCK 它是由锁相环时钟模块提 供的最高频率时钟，为内部 CPU 使用，DSP 内部所有的存储器和任何直接与 CPU 总线直 接连接的外围设备，包括外部存储器接口，都是用 CPUCLOCK。
VCC 4 OSC XTAL1
C11 0.1uF 1 2
图 2-13 时钟电路 Fig.2-13 The diagram of clock circuit
系统时钟 SYSCLOCK 和看门狗时钟都由 CPU 时钟提供。系统时钟，一般采用 CPU 时钟频率的 1/2 或 1/4，供 DSP 的所有外围设备总线上的设备使用。而 WATCHCLOCK 时 钟频率较低，为 watchdog 计数器和实时中断模块使用。
3 系统软件设计
3.1 无刷直流电动机控制系统原理
无刷直流机工作在由位置检测器控制逆变器开关管通段的“自控式”变频方式下，逆 变器的变频是自动完成的，并不需要控制系统加以干预及控制。要控制电机的转速就应控 制电机的转矩，调节直流侧电压即可调节转速。 通常采用 PWM（Pulse-Width Modulation,脉宽调制）调节方式，通过改变控制脉冲的 占空比来调节输入无刷直流机的平均直流电压，以达到调速的目的。 无刷直流机系统通常采用转速、电流双闭环控制，系统原理图如图 3-1 所示。其中， ASR 和 ACR 分别为转速和电流调节器， 通常采用 PI 算法实现。 速度为外环， 电流为内环， 由于 Te = K T I a ，电流调节的实际上是电磁转矩。速度给定信号 n ? ，与速度反馈信号 n 送给 速度调节器（ASR） ，速度调节器的输出作为电流信号的参考值 i ? ，与电流信号的反馈值一 起送至电流调节器（ACR） ，电流调节器的输出为电压参考值，与给定载波比较后，形成 PWM 调制波，控制 IPM 模块的实际输出电压。被确定要导通的相并不总是在导通，它受 PWM
输出信号的控制，逻辑与单元的任务就是把换向信号和 PWM 信号结合起来，再送 到 IPM 模块。
图 3-1 无刷直流机系统原理图 Fig.3-1 The diagram of brushless system diagram
3.2 PWM 波的产生原理
PWM 波[4]是一种脉宽可调的脉冲波，用于交、直流电动机的电压控制。定频调宽是一 种最常见的脉宽调制方式，它使脉冲波的频率保持不变，只调整脉冲宽度。 TMS320LF2407A DSP 设计了使用定时器周期值和比较器的比较值来实现产生 PWM
波的方法。周期值用于产生 PWM 波的频率，比较值主要用于产生 PWM 的脉宽。因此， 比较值要小于周期值。 根据使用比较器的不同， 有两种产生 PWM 波的方法： 一种是使用定时器比较寄存器； 另一种是使用比较单元。后者产生的 PWM 波可以加死区。 1)利用定时器比较寄存器产生 PWM 波 每个定时器都有一个定时器比较寄存器 TXCMPR 和一个 PWM 输出引脚 TXPWM。利 用定时器、定时器周期寄存器和比较寄存器，就可以在这个引脚上得到一个所谓对称的或 非对称的 PWM 波。TXPWM 引脚的输出极性可以通过定时器控制寄存器 GPTCONX 的 TXPIN 位设置，其中包括强制高（输出总是 1） 、强制低（输出总是 0） 、高有效（与波形发 生器输出极性相同） 、低有效（与波形发生器输出极性相反） 。 a)非对称 PWM 波的产生 将定时器的计数方式设置在连续增计数方式时产生非对称波形。由于本论文采用对称 PWM 波，所以此种方法不做过多介绍。 b)对称 PWM 波的产生 将定时器的计数方式改为连续增/减计数方式就会得到对称的 PWM 波形，见图 3-2。 在计数器初值为 0 且比较值小于周期值的条件下开始增计数。当计数到与比较值相等时， TXPWM 引脚发生跳变；继续计数到与周期值相等时，计数器开始减计数；再次计数到与 比较值相等时，TXPWM 引脚发生第二次跳变；当计数器减计数到 0 时，完成一个 PWM 周期，计数器开始新一轮的增计数。比较值的改变影响了 PWM 脉冲的两边波形，这就是 对称 PWM 波形的特点。 由图 3-2 可见，在对称 PWM 波形中，如果增计数时的周期值和比较值等于减计数时 的周期值和比较值，PWM 波的周期是周期寄存器周期值的 2 倍。这种有效 PWM 波形的 占空比计算公式为： a= 正脉宽 2周期值 ? 2比较值 周期值 ? 比较值 = = PWM周期 2周期值 周期值
同样，低有效 PWM 波形的占空比公式也不变。 如果比较值等于 0，则引脚输出保持 1，其占空比为 1。如果在增计数和减计数时的比 较值都大于等于周期值，则引脚输出保持为 0，即占空比为 0（见图 3-2） 。如果在增计数 时比较值大于周期值， 而在随后的减计数时会发生比较匹配， 这时引脚仍然会发生正跳
变， 因此会产生输出错误。这种情况下硬件会自动使输出总是 1，除非新的比较值为 0。
PWM周期 周期值
TxPWM引脚 （高有效） TxPWM引 脚（低有效）
比较值=0 比较值≥周期值
图 3-2 定时器比较寄存器产生的对称 PWM 波形 Fig.3-2 The diagram of timer compare register produced symmetric PWM waveform
2)比较单元和死区单元 每个事件管理器都有 3 个比较单元、1 个比较控制寄存器 COMCONx 和 1 个比较方式 控制寄存器 ACTRx。每个比较单元都有 1 个比较寄存器 CMPRx（注意区别于定时器比较 寄存器 TxCMPR） ，以及 2 个 PWM 输出引脚。这一套组合可以使事件管理器产生 6 个带 死区的 PWM 输出，用于控制三相逆变桥。它还可以产生空间矢量 PWM 波形。 比较单元的操作功能与定时器比较寄存器的操作功能相似。当定时器的计数值与比较 单元的比较寄存器的比较值相等时，就会在该比较单元的两个 PWM 引脚上产生跳变（两 ，并经过 1 个 CPU 时钟后发出比 个引脚上的跳变与比较方式寄存器 ACTRx 的设置有关） 较中断申请。 比较单元受比较控制寄存器和比较方式控制寄存器控制，通过这些寄存器可以设置比 较输出是否允许、比较值和方式寄存器的重载条件、空间矢量 PWM 的使用、PWM 引脚 输出方式。 3)利用比较单元产生 PWM 波 利用比较单元产生 PWM 波与利用定时器产生 PWM 波的方法几乎相同，只不过前者 使用比较和死区单元，而后者使用定时器比较寄存器且没有死区功能。 以事件管理器 A 为例， 利用比较单元产生 PWM 波时， 要使用定时器 1 计数器 T1CNT、 定时器控制寄存器 T1CON、周期寄存器 T1RP、比较寄存器 CMPRX、比较控制寄存器
COMCONA、比较方式控制寄存器 ACTRA、死区控制寄存器 DBTCONA。对这些寄存器 正确的初始化就可以产生对称的非对称的 PWM 波形。下面只对对称波形 PWM 波的产生 进行说明。将定时器的计数方式改为连续增/减计数方式就会得到对称的 PWM 波形，见图 3-3 所示
PWM周期 周期值
TxPWM引脚 （高有效） TxPWM引脚 （低有效）
图 3-3 比较单元产生的对称 PWM 波形 Fig.3-3 The diagram of compare unit symmetric PWM waveform generated
3.3 速度检测算法
由于本系统采用的是无传感器控制，取消了传统的位置传感器和速度传感器，因此速 度反馈信号只能够通过对无传感器控制方法检测到的转子位置信号加以处理来得到。其原 理是根据转子位置信号变化的时间间隔来计算转速，转速计算公式可用下式来表示: n= ?θ …………………………………………………（3-1） p × ?T
式中:P 为极对数，这里 p=3 具体实现如下:在 DSP 的内存中开辟一个字(16
位)的存储单元，记为 BCOUNT，用于 测定转子位置变化的时间间隔。在程序中每经历一个电流环周期对 BCOUNT 计数一次， 即 BCOUNT 的计数单位为 150 μs (即产生三次定时器 T1 下溢中断的时间间隔)。 当 ?θ = 30 o 电角度:
?T = N × 150 μs
电机转速为:
?θ 30 o电角度 ……………………………（3-2） = 3 × ?T 3 × N × 150μs
将上式转速 n 的单位化为 r min ，电机的转速为
n= 1r 100000 = r min ………（3-3） 6 9N 3 × 12 × N × 150 μs 60 × 10 μ s min
由于 TMS320LF2407A DSP 只能够进行 16 位的除法运算， 且运算结果商存入累加器的 低位，余数存入累加器的高位。故实际采用的转速计算公式为:
? 10000 ? ? 10000 ? n = Quotient ? ? × 10 + Re maider ? ? × 10 9 Nrpm ……（3-4） ? 9N ? ? 9N ?
通常，速度检测的性能是由速度反馈值的精度和滞后时间来描述的，只有在高精度的 速度检测下，才有可能改善系统的稳态性能；只有缩短速度检测的滞后时间，才有可能使 系统实现稳定的快速响应，保证系统的随动性能。 分析本系统的测速误差，其可能产生的误差来源有三个:
1)测量误差，要提高速度检测的精度，只有减小检测时间，对于本系统来说即要减小
测量值 N 的误差。测量值 N 的每个数码单位代表 150 μs ，而检测时间是不可能无穷小的。 最小的检测时间应视 DSP 的运算处理能力和程序的运算量而定。
2)另一个误差是由转子位置信号误差带来的，由于转子位置信号误差造成提前或滞后
换相， 因此使得测量值 N 偏小或偏大。 要减小此误差， 就要提高转子位置信号检测的精度。
3)再一个误差来源是 DSP 的除法运算产生的计算误差，由于 TMS320LF2407A 是 16
位定点型 DSP，故除法运算不可避免的要产生误差，我们在实际编程过程中，注意处理了 除法运算产生的舍入误差，在一定程度上提高了计算的精度。 此外，要缩短速度检测的滞后时间，即减小 ?θ 。由于采用反电势法检测转子位置信 号，每两个转子位置之间的电气间隔是确定的(为 60 o 电角度)。最小可为 30 o 电角度，但这 在高速时会给计算带来很大误差(若 ?θ 为 60 o 电角度，当转速在 rpm 之间时，
BCOUNT 的变化范围只有 5～8)。因此，当转速在低速时，应适当减小 ?θ ；当转速在高速
时，应适当增大 ?θ 。 总的来说，采用上述的无速度传感器测速方法，其检测性能(包括速度反馈值的精度和 滞后时间)比有速度传感器的测速方法要低一些， 因此这类调速系统只能用于对调速性能要 求不高的场合。
3.4 数字 PI 调节器的 DSP 实现方法
任何电动机的调速系统都以转速为给定量，并使电动机的转速跟随给定
值进行控制。 为了使系统具有良好的调速性能，通常要构造一个闭环系统。一般来说，电动机的闭环调 速系统可以是单闭环系统（速度闭环） ，也可以是双闭环系统（速度外环和电流内环） 。因 此需要速度调节器和电流调节器。 速度调节器的作用是对给定速度与反馈速度之差按一定规律进行运算，并通过运算结 果对电动机进行调速控制。由于电动机轴的转动惯量和负载轴的转动惯量的存在，使速度 时间常数较大，系统的响应速度较慢。 电流调节器的作用有两个：一个是在启动和大范围加减速时起电流调节和限幅作用。 因为此时速度调节器呈饱和状态，其输出信号一般作为极限给定值加到电流调节器上，电 流调节器的作用结果是使绕组电流迅速达到并稳定在其最大值上，从而实现快速加减速的 电流限流作用。电流调节器的另一个作用是系统的抗电源扰动和负载扰动的能力增强。如 果没有电流环，扰动会使绕组电流随之波动，使电动机的速度受影响。虽然速度环可以最 终使速度稳定，但需要的时间较长。如果有电流环，由于电的时间常数较小，电流调节器 会使受扰动的电流很快稳定下来，不至于发展到对速度产生大的影响。因此使系统的快速 性和稳定性得到改善。 在电动机的闭环调速中，速度调节器一般采用 PI 调节器，即比例积分调节器。常规的 模拟 PI 控制系统原理框图见图 3-4，该系统由模拟 PI 调节器和被控对象组成。 r(t)是给定值，y(t)是系统的实际输出值，给定值与实际输出值构成控制偏差 e(t)。
e(t ) = r (t ) ? y (t ) ………………………………………………(3-5) e(t)作为 PI 调节器的输入,u(t)作为 PI 调节器的输出和被控制对象的输入。所以模拟 PI
控制器的规律为:
? 1 u (t ) = K p ?e(t ) + TI ?
式中 Kp--比例系数,TI--积分常数。
? e(t )dt ? + u 0 …………………………………(3-6) ∫0 ?
比例调节的作用是对偏差瞬间做出快速反应。偏差一旦产生，控制器立即产生控制作 用，使控制量向减少偏差的方向变化。控制作用的强弱取决于比例系数，比例系数越大， 控制越强，但过大会导致系统振荡，破坏系统的稳定性。 积分调节的作用是消除静态误差。但它也会降低系统响应速度，增加系统的超调量。
图 3-4 模拟 PI 控制系统原理图 Fig.3-4 The diagram of analog PI Control System Diagram
采用 DSP 对电动机进行控制时，使用的是数字 PI 调节器，而不是模拟 PI 调节器，也 就是说用程序取代 PI 模拟电路，用软件取代硬件。将式 3-6 离散化处理就可以得到数字 PI 调节器的算法：
? T u ( k ) = K
p ?e k + TI ?
? ? + u 0 ……………………………（3-7） ?
u k = K p ek + TK I ∑ e j + u 0 ……………………………（3-8）
式中 k--采样序号，k=0，1，2，…；uk--第 k 次采样时刻的输出值； ek--第 k 次采样时刻输入的偏差值； KI--积分系数， K I = K P / TI ； u0--开始进行 PI 控制是的原始初值。 用式（3-8）计算 PI 调节器的输出 u k 比较繁杂，可将其进一步变化，令第 k 次采样时 刻的输出值增量为： ?u k = u k ? u k ?1 = K P (ek ? ek ?1 ) + TK I ek ………………………………（3-9） 所以 或 u k = u k ?1 + K P (ek ? ek ?1 ) + TK I ek ……………………………………（3-10） u k = u k ?1 + K 1ek + K 2 ek ?1 …………………………………………（3-11）
式中 u k ?1 --第 k-1 次采样时刻的输出值, ek ?1 --第 k-1 次采样时刻的偏差值,
K 1 -- K 1 = K P + TK I , K 2 -- K 2 = ? K P 。
用式（3-10）或式（3-11）就可以通过有限次的乘法和加法快速地计算出 PI 调节 器的输出 u k 。 以下是用式（3-11）计算 u k 的程序代码：
LT MPY LACC SUB SACL LACC LTA MPY AP SACH
EK K2 GIVE MEASURE EK UK，12 EK K1 AC
； T = ek ?1 ；K2 是 Q12 格式， P = ek ?1 × K 2 ；给定值 ；减反馈值 ；保存偏差值 ek ； u k ?1 ； ACC = u k ?1 + ek ?1 × K 2 ，Q12 格式， T = ek ；k1 是 Q12 格式， P = ek × K 1 ； ACC = u k ?1 + e K ?1 × K 2 + ek × K 1 ，Q12 格式
UK，4 ；保存
以上程序代码只用 10 条指令。如果用 40MIPS，只需 250ns 时间，足可以用于实时控 制。
3.5 无刷直流电动机的起动
无位置传感器无刷直流机是利用反电势来决定换流时序的。当转子静止或低速时，反 电势为零或太小，无法利用。因此电机必须以他控式同步电动机方式起动、加速，最后切 换至无刷电机状态。 由于电机静止时的转子初始位置决定了逆变器第一次应触发哪两个功率器件，但判断 转子初始位置很复杂。因此永磁无刷直流机的端电压法无传感器控制的另一个关键环节就 是电机起动程序设计，以往采用的是“三段式”起动方式，即分为转子定位、加速、切换 三个过程，并且需要设计专门的起动电路[17]。同时电机运行状态的切换也必须满足一定的 条件，否则就会切换失败。本系统采用预定位起动方式。其程序框图如图 3-6 所示。 预定位方式起动分为两个步骤。第一步为强迫预定位，即不管转子在何位置，给电机 一个确定的通电状态，电机定子合成磁势在空间上有一确定方向，用足够长的时间把转子 磁极拖到与定子合成磁势轴线重合的位置，实现预定位。第二步为起动，按照所需的转向 依次改变逆变器功率器件的触发组合状态，同时用“端电压法”
检测各触发组合状态所对 应的开路相的反电势过零点，并通过提高 PWM 占空比逐渐提高电机的外施电压。各触发 组合状态的持续时间最大值保持不变，设为 To。与自控式状态一样，用计数器进行计时， 换流时刻固定在 To/2 处，换流后对开路相的感应电势过零点进行检测。只要检测到开路相
的反电势过零点，或计数器到达 To 时还没检测到开路相的反电势过零点，计数器就重新 复位，到 To/2 后再换流，这样依次进行。如果连续 N 次检测到开路相的感应电势过零点， 就切换到自控式状态。
起动电机？
连续N次检测 到过零点
调同步运行程序
调电机制动程序
图 3-5 起动程序框图 Fig.3-5 The diagram of starting block diagram
之所以要连续 N 次检测到开路相的感应电势过零点后， 才从他控式状态切换到自控式 状态， 目的是为了防止干扰等引起的误检测和转速未趋于稳定， 影响起动过程的顺利完成。 所提出的方法起动可靠、实现简单、方便。调试中需要注意的是 To 和 PWM 的占空比的选 择，以及对加速过程中占空比的变化速度的控制。 采用这种方式起动，一方面使绕组中具有一定大小的反电势信号，另一方面反电势信 号的相序是固定的而非随机的，保证电机有一个确定的转向，实现电机的正确起动。需要 注意的两点：
1)在切换瞬间转子转速要足够大，以保证能够有效地检测到反电势信号。 2)为可靠预定位，需要经过短暂的延时，保证在进入起动阶段前电机转子经过几次摆 动后稳定在平衡点上。该起动方法具有的优点是： a)使绕组中具有一定大小的反电势信号。 b)反电势信号的相序是固定不变的，而非随机的，保证电机有一个确定的转向，实现 电机的正确起动。 c)无须设计专门的起动电路，简化了硬件结构，对于任意的转子初始位置角，电机都 能可靠实现预定位，保证电机从零速度起动并快速切换到无传感器闭环方式运行。 起动时，对任意两相通电，使其转到与定子磁场一致的位置。通过一个延时来等待电 动机轴停止振荡。使用感应电动势过零检测法时，由于转速越低其相电压越小，越不易测 量，因此电动机的最低转速一般不低于 30 r/min。起动时的速度参考值的设置应考虑这个 问题。在磁定位期间，不对速度进行调节，不对延迟时间进行估算，其他操作与正常时一 样。延迟时间采用一个初值，这个初值可由如下方法确定： 根据动力学方程
d 2θ J 2 = ∑ Ti dt
解得电动机转一转所需的时间为:
……………………………………（3-13）
4 Jπ ∑ Ti
………………………………
………（3-14）
式中，J 和 ∑ Ti 看作常量。延迟时间的初值可根据式（3-14）来设计。
4 软件结构
4.1 模块功能介绍
1)SYS_INIT： 系统初始化模块，通过这个模块完成系统参 数、变量、及各软件模块的 初始化。 2)HALL3_DRV： 霍尔传感器接口模块，也即转子位置检测模块，利用在 x24x 系列 DSP 控制器的捕获
输入引脚 1、2、3 上输入的三个霍尔传感器输出信号，该模块主要用来获得无刷直流电动 机的位置信号，从而产生用于三相直流无刷电机的换向信号。如图 3-6 所示
图 3-6 HALL3_DRV 结构图 Fig3-6 HALL3_DRV module
根据 DSP 上 CAP 捕捉单元捕捉到的 3 相无刷直流电动机霍尔传感器信号，对照相对 应的真值表，判断出电机的位置，输出相应的触发脉冲给 MOD6_CNT 模块。同时此模块还 对位置传感器来的信号进行防抖动处理，消除由于电机振动产生的误操作。 3)MOD6_CNT: 此软件模块实现一个模为 6 的软件计数器， 其输入信号为 m6_trig_in， 输出为 m6_cntr, 为 0～6 之间的计数值，用于换向控制。当电机正转时，它从 0 数到 5，然后置 0,重新开 ci 下一个状态。根据 m6_cntr 的值，我们可以确定逆变器的开关状态。 4) BLDC_PWM_DRV 此软件模块是 PWM 波形生成模块，主要用于产生三相功率变换电路的 6 个功率开关 的开关控制信号，该模块的输入变量为： cmtn_ptr_bd：三相功率变换电路当前的开关状态，范围 0～5。 d_func：PWM 输出的占空比，范围为 0000h～7FFFh。 mfunc_p：PWM 脉冲周期调制输入，范围为 000h~7FFFh。 通过对输入变量进行处理，该模块在 x24x 系列 DSP 控制器的全比较单元输出引脚上 产生合适的 PWM 脉冲，用以驱动三相无刷直流电动机。系统的开关状态由输入的变量 cmtn_ptr_bd 决定。 PWM 输出信号的占空比则可通过改变全比较寄存器 CMPRl， 而 CMPR2 和 CMPR3 的值得到，占空比由输入变量 D_func 决定。Mfunc_p 决定电机的工作模式。结构 如图 3-7 所示。
图 3-7 BLDC_3PWM_DRV 结构图 Fig.3-7 BLDC_3PWM_DRV module
5)SPEED_REG： 速度调节模块，其功能是保证电机以给定的速度运行。这个模块的输入为速度采样模 块采样得到的给定速度以及速度检测模块得到的当前速度值，将给定速度与当前速度进行 比较有误差即进行 PID 调节（详情参考第三章） 。其调节的结果是生成当前状态下期望的 电流值， 从而作为内环电流环的输入。 其速度的增大和减小也是通过电流的变化来实现的。 6)CURRENT_REG： 电流调节模块，其功能是保证系统在合适的电流下运行，其输入是速度环的电流给定 和电流采样得到的当前电流值，将给定电流与当前电流采样值进行比较，并进行调节（详 情参考第三章） ，其输出为 D_
func 也即 PWM 输出的占空比。通过改变占空比从而改变电 流的大小。
4.2 系统初始化的说明
1) F240 的初始化。 首先调用 F240 初始化子程序， F240 进行初始化， 对 设置 DSP 运行方式。 设置 PLL 单 元，使 DSP 在 10MHz:的晶振输入下，处理器以 20MHz 的速度运行;设置看门狗单元，禁用 看门狗功能;设置等待状态寄存器， DSP 与外扩存储器数据交换时等待状态为 0;同时 EV 使 寄存器清零。 2)系统参数、变量及各软件模块的初始化。 调用各软件模块的初始化程序，对系统的参数、变量、及各软件模块初始化。 其初始化程序如下： CALL BLDC_3PWM_DRV_INIT CALL MOD6_CNT_INIT CALL HALL3_DRV_INIT CALL ADC_ SAMPLE
CALL INIT_ GET_SPEED CAI.L INIT_SPEED_REG CALL INIT_CURRENT_REG 3)定时器 T2 的初始化。 定时器 T2 与 CAP 单元合用可以用来计算无刷直流电动机的速度信号。定时器 T2 为 16 位的计时/计数器，同定时器 TI 一样。专用寄存器 T2PR 用来设置定时器的运行周期， 这里我们设为 0XFFFFh。寄存器 T2CON 用来设置定时器的运行方式。这里我们选用连续加 (continuous-up)计数方式，当计数器溢出时自动从 0xFFFFh 转到 0X0000h。在两位置改 变的时间间隔内，如果计数器计数不超过 65535，则整个速度计算不会产生错误，否则计 算所得的速度会与实际速度差别很大。因此必须根据所知的最低转速与两位置间隔角度认 真选取定时器的分频值。其值可根据计算公式(5-1)估计出来。 其初始化程序如下： SPLK #0FFFEh, T2PER SPLK #0000h, T2CNT SPLK #17C0h, T2CON 4)中断的初始化 本系统中使用的中断比较多，包括 PWMINT 中断、PDPINT 中断、CAPINT 中断，这些 中断形成了本系统的中断处理程序。其中 PWMINT 中断、PDPINT 中断产生系统中 INT2， CAPINT 中断产生系统中断 INT4 。其优先级的大小为 PDPINT&PWMINT&CAPINT。因此我们 必须设置中断寄存器，使系统能够响应 INT2(PWMINT、PDPINT)、INT4 中断。 其初始化程序如下： LDP #0 SETC INTM ;屏蔽所有的中断 LACC #0Ah SACL IMR ;允许 INT2，INT4 中断 LACC IFR SACL IFR ;中断寄存器置零 POINT_EV SPLK #0000b，EVIMRA ;允许 PWMINT、PDPINT 中断 SPLK #0111b，EVIMRC ;允许 CAPINT 中断
LDP 0h# CLRC INTM ;开中断
4.3 无刷直流电动机启动初始位置的检测
无刷直流电动机启动的时候，必须知道其初始位置，否则不能确定电流的初始流向， 导致电机起动不起来。电机的初始位置可以通过检测 CAP 单元的值得到。 其具体程序如下: LDP #00E1h;将 CAP 单元设为 I/O 口 SPLK #0FF00h，OCRB SPLK #0000h，PCDATDIR LACC PCDATDIR ;判断电机初始位置 AND #0070H LDP #0 SACL CAPT LACC CAPT, 12 SACH CAPT ;保存初始位置
4.4 中断子程序
系统中断主要由两个，分别为 INT2，INT4。IN
T2 主要由 PWMINT、PDPINT 产生，INT4 由 CAPINT 产生。 1) INT2 中断 由于 INT2 是由两个中断产生的，进入该中断服务程序后必须判断此中断是由哪 个中断产生的，从而转到相应的中断处理程序。 其具体程序如下: LDP #00E8h LACL IVRA ;载入中断矢量地址 SUB #0020h; ;减去 PDPINT 偏移地址 BCND PDPINT_ISR, EQ ;如果 ACC=0，执行 PDPINT_ISR LACL IVRA ;重新载入中断矢量地址 SUB #0027减去 PWMINT 偏移地址 BCND PWM_ISR, EQ; ;如果 ACC=0，执行 PWMINT_ISR 返回
CLRC INTM ;开中断 2) PWMINT 中断 每个 PWM 周期完成之后产生 PWMINT 中断，每 20KHz 进行一次。在这个中断处理程 序中将完成电机外部给定转速输入，故障处理，电流检测，转速、电流 PID 调节，PWM 波 输出等功能。是整个系统软件的关键部分。T1 产生相应的中断请求信号时，该信号通过 核中断 INT2 送往 CPU，在中断 2 服务程序中，首先对环境进行保护，然后依次调用速度 调节、 电流调节模块和 MOD6_CNT 模块， 最后将这些模块的输出信号送往 BLDC_PWM_DRV 进 行处理。当执行完 BLDC_PWM_DRV 模块后，就完成了 T1 下溢中断的主要任务，接下来就 是恢复保存的环境，重新返回到主程序中，等待下一次中断事件的发生。速度调节和电流 调节的周期是异步的，每 10 个 PWM 中断进行一次速度调节可以得到较为满意的结果。所 以在中断服务程序中设置了一个软件计数器 count 变量，初始值为 0，每进一次 PWM 中断 其值加一，当 count=10 时，进行速度调节，速度调节完后将 count 值重新置 0，进行下 一次速度调节等待。 3) PDPINT 中断 当 DSP 的 PDPINT 脚为低电平时，产生 PDPINT 中断通常用来实现故障保护的功能， 防止驱动系统因为过压、 过流、 过热等情况受到破坏。 一旦产生 PDPINT 中断， DSP 中 COMCON 寄存器里的 FCOMPOE 位变为零，这时所有的 PWM 输出变为高阻态，防止驱动电路遭到进 一步的损坏。要想重新输出 PWM 波，FCOMPOE 位必须置 1。PDPINT 与系统时钟独立，这也 意味着，只要 PDPINT 引脚变为低电平，PWM 的输出就会变为高阻态，直至 PDPINT 的电 平为高，与系统运行状态无关。向 DSP 上 PDPINT 脚输入低电平即可产生中断. 4) INT4 中断 INT4 中断主要是由 CAP 单元产生的其中断处理程序为 CAPINT。三个捕捉单元 CAP1、 CAP2、CAP3 中任意一个电平发生变化，都会触发 INT4 中断。INT4 中断既可以捕捉无刷 直流电动机的位置信号，还可以用来计算无刷直流电动机的转速大小，其思想如前所述。 值得注意的是，我们首先要调用 GET_SPEED 子程序，才能得到比较准确的速度信号。因为 如果先执行其他指令的话，T2CNT 里的值可能会改变，使得计算出现误差。
4.5 ADC 中断子程序
计 PWM 采用的是对称波形，固定频率为 20kHZ。利用定时器 1 的周期匹配功能触 发 ADC 转换，因此每 50 μs 进行一次转换，转换结束后产生中断。ADC 中断子程序的框图如 图 3-8 所示。在 ADC 中断子程序中，主要进行读 ADC 转换结果、电流调节、中性点电压计
算、延迟时间计算、感应电动势符号判别和换向准备的操作，另外在磁定位过程中，根据 电流调节的结果更新 PWM 占空比、磁定位结束后的判别操作。 在主程序中，初始化后进行磁定位启动电动机操作。之后的主循环程序主要进行换向 操作和每 50 μs 一次的更新 PWM 占空比操作。这些操作是通过调用“更新比较值或换向” 字程序来实现的。该程序框图如图 3-9 所示。
读A/D转换结果 磁定位结 束？
磁定位结束 电流PI调节
第一转完成？ 过零？
更新比较值磁 定位计数器加1
速度调节 时间到？
延迟时间减1 计数器满？
是否计算 延迟时间？
速度PI调节
延迟时 间=0？
计算延迟时间 FLAGUP=1 允许速度调节
置磁定位结束标志 延迟时间初值禁止 速度调节
Y 换向准备
速度调节环 计数器加1 计算中性点电压允许 更新比较值和换相
恢复现场退出
图 3-8 ADC 中断子程序 Fig.3-8The diagram of ADC interrupt subroutine
开始 计算不通电相 感应电动势
每转时间计数加1
根据换相控制字换相
符号 变化?
更新该相PWM占空比 置过零标志更 新延迟时间
滤除干扰延 时时间到?
图 3-9 更新比较或换相子程序框图
Fig.3-9 The diagram of update block diagram to compare or commutation subroutine
5 系统设计的经济技术分析
本文设计的无刷直流机控制系统是以 DSP 为核心的， 通过软件编程实现对无刷直流机 的控制。与其他一般的控制系统不同的是，在主电路中交直部分采用的是智能功率模块 IPM，转子位置检测电路不是采用普通的传感器，而是采用反电势过零检测方法得到其转 子位置信号并通过软件实现对转速测量。 本文采用的是 DSP 作为控制系统的核心， 与单片机实现的控制系统相比具有处理速度 高，处理数据量大的优点。并且其技术也越来越成熟，价格也更加便宜，因此选择 DSP 作 为控制核心是经济合理的。 在众多的 DSP 中， 我选择的是 TMS320LF2407A, 此型号的 DSP 特别适用于控制系统， 它使 TI 公司专门为控制系统而设计的一种芯片， 其除了具有其他芯 片的一些特点外，而且还具有 PWM 波产生单元，且其波形和死去由设计者按不同的需要 方便地进行设置， 即只需改变一下程序的初始值而已。 比起用专门硬件产生 PWM 波来说， 其控制结构简单且不需要
另外购买元器件，节省了投资。 不同于传统的利用传感器的转子位置检测电路，本文采用了反电势过零检测法，其结 构更加紧凑，且减少了机械磨损和一定的费用支出。 逆变电路采用了智能 IPM 功率模块， 其内部集成了驱动电路， 因此不必再去对其选择。 且集成了各种保护单元使控制线路得到了简化，维修更加方便，具有很强的互换性。 其转速电流上闭环控制都是通过软件来实现的，可适用于给定转速不同的调速系统， 只需根据用户的需要将程序的初始值改一下即可，而不像模拟电路那样，如果给定值不同 则要对整个系统进行的参数进行重新调试，他省去了繁琐的调试过程减少了经济开，这一 方面是此系统的一大优点所在。整个系统省去了以往复杂的硬件电路，结构紧凑，采用结 构更加合理的软件实现了大部分功能，从而达到更好的效果。
本文的基于 TMS320LF2407A DSP 的全数字无刷直流机无位置传感器控制调速系统， 电机的起动，反电势过零点的测定，过零点移相 30o 换相，以及相位补偿等的处理均可由 软件实现，大大简化了系统的硬件结构。系统的软件设计结构合理功能完善，仅仅采用定 时比较单元就实现了 PWM 调制。基本实现了对系统的转速电流双闭环调节，可以实现转 速无静差的实时控制、移相时间控制等功能。 由于无位置传感器无刷直流机控制技术还处于发展阶段，有些技术还不够成熟，因此 本文还存在一些不足的地方，如精度还不够理想。因此无位置传感器控制系统的精度问题 仍然是需要研究的一个重要问题。另外转矩脉动也是无刷直流机控制系统普遍存在的问 题，本文未对其作论述，有些资料上虽然也提出了一些抑制转矩脉动的方案，但从根本上 还没能够得到解决，有待进一步研究。
本文是在导师张军利的精心指导下完成的，从论文的选题、思路形成直至最后成文， 每一个环节都凝结着老师的智慧和心血。通过这次毕业设计，我不但学到了丰富的专业知 识，而且导师广博的学识，严谨求实的治学态度，一丝不苟的工作精神和对青年人孜孜不 倦的教诲，将使我铭记心间，这些崇高的品德必将激励我在今后的工作和学习。在此，谨 向我的导师表示衷心的感谢和致以崇高的敬意！ 感谢宝鸡文理学院电子电气工程系！同时也向给予我关心和帮助的所有老师、同学和 朋友表示衷心的感谢！ 感谢各位老师、教授在百忙中评审本文，并衷心希望得到各位老师、教授的批评和指 导！
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附录A 译文 TMS320LF2407在电机控制中的应用
电气传动系统由控制、功率驱动和电动机三大要素组成。调速系统可分为直流调速和 交流调速两大类，后者又分为异步调速和同步调速。在上述调速系统中，直流调速虽然历 史悠久、技术成熟，并且在不断加以完善(如全数字化)，但由于有电刷和机械换向器等固 有缺陷，必将为交流调速所取代。而与异步调速相比，同步调速具有功率因数高、转子参 数可测、效率高、控制性能好等方面的优势，因而在取代直流调速方面更有优势。新一代 调速电机有交流感应电机、直流无刷电机和开关磁阻电机等。随着VIii和控制理论的发展， 高速、高集成度、低成本的微控制器及专用芯片相继问世，使全数字化的交流伺服系统得 以实现。用软件取代模拟器件，可以方便地修改控制策略、修正控制参数，此外还可以具 有故障监测、自诊断和上位机管理与通讯等功能。美国，I1(德州仪器)公司自1982年发明 第一片DSP(数字信号处理器)以来，最近又推出数字电机
微控制器TMS320LF240x，该芯片 对电机的数字化控制非常有用。它将几种先进外设集成在芯片内，以形成真正的单芯片控 制器，从而将DSP的高速运算能力与面向电机的高效控制能力集于一体，堪称业界内最 具竞争力的数字电机控制器。
1 结构与特点
TMS320F240 是美国德州仪器公司 1997 年推出的具有高速运算能力并面向电机控制 的 DSP 芯片，它通过把一个高性能的 DSP(Digital Signal Processor)内核和微处理器的片内 外围设备集成为一个芯片,它具有每秒 2 千万条指令的处理速度。几乎所有的指令都可以 在一个 50ns 的单周期内执行完毕， 远远超过传统的 16 位微控制器和微处理器的性能。 它 还具有非常高的采样速率，使环路延迟最小，堪称是业界最具竞争力的数字电机控制器。 作为一个系统的管理者， TMS320F240 具有强大的片内 I/O 口和其他外围设备,其事件管理 器与其他任何 DSP 均不同，应用优化的外围设备单元与高性能的 DSP 内核结合在一起， 使电机的高精度高效全变速控制中使用先进的控制技术成为可能。
1.1 TMS320F240 的体系结构
为了快速地实现数字信号处理运 算 DSP,TMS320F240 采用特殊的软硬件结构,包括：
哈佛结构、流水线结构、专用的硬件乘法器、特殊的 DSP 指令、高速的指令运行周期等。 这些基本结构保证了 TMS320F240 能进行高速的运算， 并使大部分运算能在一个指令周期 内完成。 1) 程序和数据分开的哈佛结构 哈佛结构的主要特点是将程序和数据存储在不同的存储空间中，每个存储器独立编 址，独立访问，并在系统中相应设置了程序总线和数据总线两条总线。传统的冯诺曼结构 则是将指令数据地址存储在同一存储器中，统一编址，依靠指令计数器提供的地址来区分 是指令数据还是地址，取指和取数据都访问同一存储器数据，吞吐率低。在哈佛结构中， 由于程序和数据存储器在两个分开的空间中，因此取指令和执行指令能完全重叠运行，另 外改进的哈佛结构允许数据存放在程序存储器中并被算术运算指令直接使用，增强了芯片 的灵活性。指令存储器在高速缓存器 cache 内，当执行此指令时，不需要再从存储器中读 取指令，节约了一个指令周期的时间。 2) 流水线操作 由于 DSP 芯片采用了多组总线的结构，这将允许 CPU 同时进行程序指令和存储数 据的访问。因而在其内部可以实现多级逻辑流水线操作。TMS320F240 可以实现四级流水 线操作。即在某一时刻第一条流水线上在做取指令操作时，第二条流水线可同时进行上一 条指令的指令译码的操作，第三条流水线可同时进行再上一条指令的取操作数的操作，第 四条流水线可同时进行再上上
一条指令的执行指令的操作。 3) 专门的硬件乘法器 在一般形式的有限冲激响应中，乘法是最重要的组成部分。乘法速度越快，处理器的 性能就越高。在通用的微处理器中，乘法指令是由一系列加法来实现的，故需许多个指令 周期来完成。而 DSP 芯片的一个特征就是有一个专门的硬件乘法器，这样乘法指令可以 在一个指令周期完成 4 )特殊的处理器指令 DSP 芯片的一个重要特性是采用特殊的指令，比如 DMOV 指令它把指令的数据存储 器内容复制到该地址加 1 的地址中，原单位的内容保持不变，即完成数据移位功能。在数 字信号处理中延迟操作非常重要，在 DSP 中延迟即由类似于 DMOV 这样的指令来实现 的。 TMS320F240 有另一个特殊的指令 LTD， 它能在一条指令内完成 LT、 DMOV 和 APAC 三条指令的内容这样就大大简化了程序指令 5)高速的指令运行周期
采用哈佛结构流水线操作，专用的硬件乘法器，以及特殊的 DSP 指令加上集成电路 的优化设计可使 DSP 芯片的指令周期处于 200ns 以下。而当前 DSP 芯片的指令 周期可至 20ns 以下。高速的指令周期使得 DSP 芯片能够实现许多快速的应用。
1.2 中央处理单元
TMS320F240 是 TI 公司高性价比的 DSP 器件---TMS320F2XX 系列中面向电机控制 的特殊片种。中央处理单元是挂在总线上的核心模块，它的任务是从程序读总线或者数据 读总线上获取数据，经过加乘移位等算术逻辑运算，再经过数据写总线将结果送出。中央 处理单元分为三个部分：输入比例部分：将程序读总线或数据读总线上的 16 位数据与 32 位的中央算术逻辑单元的数据对齐。中央算术逻辑部分：完成加减移位等算术逻辑运算乘 法部分： 实现 16x16 的乘法运算 DSP 内核的高性能运算能力， 使得 TMS320F240 可运行 复杂的控制算法， 在电机控制中可以采用高阶 PID 算法进行精密控制， 自适应 Kalman 滤 波算法减少传感噪声， 功率因数校正算法降低功率损耗， 还可以用 FFT 算法对电机的机械 谐振线性协波等进行分析。
1.3 事件管理器 E V
在微机控制系统中，两类事件是非常重要的。一类是与时间有关的的事件，另一类是 外部中断事件。一个控制程序是否优良与这两类事件使用好坏有着直接的关系。在控制程 序中，经常采用定时采样、定时显示、定时轮询等方式，以及要求输出各种各样的控制波 形，这些都需要通过与时间有关的事件来完成。此外通过对时间分片，还可以实现多进程 的控制方式。中断是微机控制系统另一种非常好的控制方式，因为只有在有中断请求时， CPU 可能去对它服务， 这样一来就可以不用软件轮询的方式来访问外设接口。 从而节约软 件开
销，简化程序结构。DSP 控制器的事件管理模块主要涉及与事件有关的事件 DSP 控 制器事件管理模块。它由 3 个通用（GP）定时器，6 个全比较单元，3 个简单比较单元， 4 个捕获单元和 2 个正交编码器脉冲电路组成。 1)通用定时器定时器 最常用的外围设备，它的核心是计数器。EV 模块中有三个通用（GP）定时器。在实 际应用中， 这些定时器可以用作单独的时间基准， 例如控制系统中采样周期的产生， QEP 为 电路和捕获单元的操作提供时间基准，为全比较和简单比较单元，以及相应的 PWM 电路 产生比较/PWM 输出的操作提供时间基准。GP 定时器的输入包括直接来自内核的内部 CPU 时钟；外部时钟 TMRCLK，最大频率为 CPU 时钟的四分之一；方向输入 TMRDIR，
用于 GP 定时器工作于可逆双向计数模式，控制计数方向；复位信号 RESET。另外当 GP 定时器 2 和 3 级连为一个 32 位定时器时，GP 定时器 3 把 GP 定时器 2 的溢出当作输 入时钟。 定时器的输出包括 GP 定时器比较/PWM 输出； GP ADC 模块的 ADC 启动信号； 本身比较逻辑和全比较、简单比较单元所用的下溢、上溢，比较匹配及周期匹配信号；计 数方向指示位。与 GP 定时器相对应的比较寄存器储存了一个值，这个值不断地与 GP 定 时器定时器是最常用的外围设备，它的核心是计数器。EV 模块中有三个通用（GP）的计 数器相比较。当二者匹配时，将发生一个特定的事件。这些事件包括相应比较/PWM 输出 引脚上的转换和根据 GPTCON 中的位产生的 ADC 启动信号。另外相应的比较中断标志 被设置为 1。GP 定时器操作模式由其控制寄存器 TxCON 来控制因为定时器有 6 种计数 模式，分别为：停止/保持、单个递增计数、连续递增计数、双向递增/递减计数单个递增/ 递减计数、 连续递增/递减计数。 TxCON 寄存器中的各位决定了六种计数模式的工作方式。 控制寄存器 GPTCON 决定了 GP 定时器在不同定时器事件下所采取的动作，并且指明了 其计数方向 GP 定时器的比较/PWM 输出可以被定义为高电平有效、低电平有效或强制高 电平、强制低电平，这依赖于 GPTCON 的各位如何配置。当定义为高（低）电平有效时， 在第一个比较匹配发生时，它产生一个从低到高（从高到低）的跳变，当 GP 定时器工作 于加/减计数模式并发生第二个比较匹配，或工作于递增计数模式并发生周期匹配时，比较 /PWM 输出接着产生一个从高到低（从低到高）的跳变。当定义为强制高（低）时，定时 器比较输出立即便为高（低） 。 2)比较单元 EV 模块有三个全比较单元和三个简单比较单元。每个全比较单元有两个相应的比较 /PWM 输出。每个简单比较单元
有一个相应的比较/PWM 输出。全比较单元的时间基准由 GP 定时器 1 提供。简单比较单元的时间基准可以是 GP 定时器 1 或 2，每个简单比较单 元有一个中断标志。全比较单元和相应的 PWM 电路的时间基准由 GP 定时器 1 提供。 全比较单元的输入信号包括来自控制寄存器的控制信号；GP 定时器 1 及其下溢和周期匹 配信号，复位信号。全比较单元的输出是一个比较匹配信号。如果比较操作被使能，这个 匹配信号设置中断标志，并且引起与全比较单元相对应的两个输出引脚上的转换。当全比 较操作被禁止时。所有全比较/PWM 输出均被置于高阻态。通过设置定时器 1 为不同方 式，可选择全比较单元输出非对称 PWM 称 PWM 波形或空间矢量 PWM 波形。全比较单 元输出的 6 路 PWM 波形可作为直流无刷电机的三相功率放大器的输入信号， 还可以用于 控制交流感应电机， 以及传统的直流电机和步进电机等， 单比较单元的 3 路 PWM 脉冲和
上述定时器比较单元输出的 3 路 PWM 脉冲可用于功率因数校正、谐波抑制等。 这里简单 的介绍一下比较单元产生 PWM 信号的原理。脉宽调制信号（PWM）是一系列脉宽不断 变化的脉冲。这些脉冲在几个有着固定长度的周期内展开。每个周期内有一个脉冲，这个 周期叫 PWM 周期，其倒数叫做 PWM 频率。PWM 脉冲是根据调制信号序列的预定值定 或调制而成的。 要产生一个 PWM 信号， 需要有一个合适的定时器来重复产生一个与 PWM 周期相同的计数周期，一个比较寄存器保持着调制值。比较寄存器的值不断与定时器计数 值相比较，当两个值匹配时，在相应的输出上就会产生一个转换从（低到高或从高到低） 。 当两个值之间的第二个匹配产生或一个定时器周期结束时，相应的输出上会产生又一个转 换（从高到低或从低到高） 。通过这种方法，所产生的输出脉冲的开关时间就会与比较寄 存器的值成比例。在每个定时器周期中，这个过程都会出现，但每次比较寄存器中的调制 值是不同的。这样在相应的输出就会产生一个 PWM 信号。 3)捕获单元 捕获单元可以记录捕获引脚上的转换，共有 4 个捕获单元 1，2，3 和 4。每一个捕获 单元都有一个相应的捕获输入引脚。 每个捕获单元均可选择 GP 定时器 2 或 3 作为其时间 基准。 当在捕获输入引脚 CAPx 上检测到一个设定的转换时， GP 定时器 2 或 3 的值被捕 获并存储在相应的 2 级深度 FIFO 堆栈中。一个捕获单元被使能后，相应输入引脚上的一 个特定转换会引起选定的 GP 定时器的计数器值锁入相应的 FIFO 堆栈；相应的中断标志 被设置为 1。随后 CAPFIFO 中的相应状态位被调整，反映出每次一个新
的计数值被捕获 进 FIFO 堆栈后，FIFO 堆栈的新状态。从一个捕获输入上的转换发生到选定 GP 定时器 的计数值被锁入的延迟为 3.5~4.5 个 CPU 时钟周期。 另外捕获操作不影响与任何 GP 定时 器对应的任何 波形、对 GP 定时器操作或比较/PWM 操作。 4) 正交编码器脉冲电路 事件管理器有一个正交编码器脉冲（QEP）电路。QEP 电路被使能时，会对引脚 CAP1/QEP1 和 CAP2/QEP2 上的正交编码输入脉冲进行解码和计数。QEP 电路可以用作 QEP 电路的时间基准可以 与一个光学编码器接口以获取一个转动机构的位置和速度信息。 由 GP 定时器 2，3 或 2 和 3 一起形成的一个 32 位定时器提供。选定的定时器必须设置 为双向加/减计数模式作为 QEP 电路的时钟源。正交编码脉冲包括两个脉冲序列，有变化 的频率和四分之一周期（90 度）的固定相位偏移。当电机轴上的光学编码器产生正交编 码脉冲时，通过检测两个序列中哪一个序列领先，就可以测出电机的转向。角速度和速度 可以通过脉冲计数和脉冲的频率测出。两个正交编码输入脉冲的两个沿均被 QEP 电路计
数。因此送到 GP 定时器的时钟的频率是每个输入序列频率的四倍。
1.4 片内外设与接口电路
1) 双 10-bit 模数转换器 ADC 模块 ADC 是一个带有内部采样-保持电路的 10-bit 变换器 ADC 模块包括两个带有内置采 样/保持电路的 10 位 ADC。 C24×总共有 16 个模拟输入通道。每 8 个通过一个八选一 的模拟多路转换器提供给一个 ADC。 每个 ADC 单元的最大转换时间为 6.6μ s。 ADC 模 块的参考电压必须通过外部电压源提供，通过将适当的参考电压连接到 VREFHI 和 VREFLO 引脚，上级参考电压和下级参考电压可以设置为小于或等于 5Vdc 的任意值。V CCA 和 VSSA 引脚必须分别连接到 5Vdc 和模拟地。 2) 串口与中断 串行外设接口（SPI）口通常用于 DSP 和外部设备或其他控制器通讯，典型的应用包 括外部 I/O 或通过移位寄存器、显示驱动器和模数转换器 ADC 等设备进行外设扩展。串 行通信接口（SCI）口用于与 PC 机通信，SCI 按照可编程的位速率，每次一位地发送和 接收串行数据。 SCI 地接收器和发送器均是双缓存的， 每个都有自己独立的使能和中断位。 二者均可以独立地或同时工作于全双工模式。看门狗 WD 与实时中断(RTI)模块监视软件 和硬件的运行，在程序的间隔提供中断，在 CPU 混乱时完成系统的复位功能。如果软件 进入死循环，或当 CPU 发生暂时混乱时，则 WD 定时器上溢，并产生一个系统复位。 WD/RTI 模块是 TI 外围模块库中的一部分， 它可以与 TI 外围模块库中其它模块一起组成 多种高精度集成器件系列。绝大多数情况下，片内操作的暂
时混乱并抑制 CPU 的正确运 作都可以被看门狗清除并复位。正因为它的稳定性，看门狗提高了 CPU 的可靠性从而保 证了系统的完整性。
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