义项指多义词的不同概念，如的义项：网球运动员、歌手等；的义项：冯小刚执导电影、江苏卫视交友节目等。
DPD(Digital Pre-Distortion):简单来说就是数字预失真。
DPD--数字预失真
DPD:PA技术更大的突破是可使信号预失真。预失真是PA的&法宝&，不过这也非常复杂，并要求了解PA失真特性--而该特性的变化方式非常复杂。预失真原理:通过一个预失真元件(Predistorter)来和功放元件(PA) 级联，功能内置于数字、数码基带信号处理域中，其与放大器展示的失真数量相当(&相等&)，但功能却相反。将这两个功能相结合，便能够实现高度线性、无失真的系统。数字预失真技术的挑战在于PA的失真(即非线性)特性会随时间、温度以及偏压(biasing)的变化而变化，因器件的不同而不同。因此，尽管能为一个器件确定特性并设计正确的预失真，但要对每个器件都进行上述工作在经济上则是不可行的。为了解决上述偏差，我们须使用反馈机制，对输出信号进行采样，并用以校正预失真算法。数字预失真采用数字电路实现这个预失真器(Predistorter)，通常采用数字信号处理来完成。通过增加一个非线性电路用以补偿功率放大器的非线性。这样就可以在功率放大器(PA)内使用简单的AB类平台，从而可以消除基站厂商制造前馈放大器 (feedforward amplifier)的负担和复杂性。此外，由于放大器不再需要误差放大器失真矫正电路，因此可以显着提高系统效率。预失真技术，它的优点在于不存在稳定性问题，有更宽的信号频带，能够处理含多载波的信号。预失真技术成本较低，工艺简单，便于生产，效率较高，一般可以达到19%以上。数字预失真的缺点:略低于前馈技术，但是目前两者的水平已经比较接近。数字预失真技术目前之所以没有像前馈技术那样得到广泛应用，主要原因是该技术存在以下技术瓶颈:宽带功放的非线性特性建模，它的挑战在于PA的失真(即非线性)特性会随时间、温度以及偏压(biasing)的变化而变化，因器件的不同而不同。
在PA器件中校正模拟失真，减小了体积，功耗和成本采用LDMOS和GaN晶体管与AB类和Doherty放大器相兼容存储器实现自适应预失真核支持20MHz的调制带宽提供20 - 30dB的ACP校正功能自适应均衡器和AQM校正
在开路电视传输设备中高功率放大器(HPA)对整机的价格具有决定意义，对于给定的功率和噪声电子，HPA的价格将随着输入信号线性工作范围的扩大而盘升.因此用扩展HPA的线性工作范围的技术取代购买更高档的HPA的研究意义重大。对于扩展HPA范围的研究和应用一一即预失真技术，在国外已经有很多成熟的经验，出现了很多种数字自适应预失真技术如:查表法、笛卡尔环法等，而我国在国庆50周年的数字电视试播中却仍沿用模拟电视中的中频预失真技术，本文旨在介绍一下国外的先进的数字自适应预失真技术。1、预失真的工作原理现在的线性调制技术如QPSK和QAH及多载波调制等尽管能提供良好的频谱效率，但由于HPA的非线性，调制后产生的波动包络信号能引起随后的HPA产生(1MD)，互调失真多呈现出邻频干扰、带内.为了扩展HPA的线性，产生了多种预失真技术，但其原理却都是在调制器和高功放间插入一个非线性的器件作为预失真器件(PD)，使得预失真器和高功放作为一个整体来看，其增益特性为线性。如:假设预失真器的增益函数为D?;而高功放的增益函数为:P(，);则整体的增益函数:H(，):D(，)xP(，)=常数C从局部来看，由于IM3和IM5对高功放的影响比较大，而IM3(三次互调分量)和IM5可由IM2与IM4与原基带信号调制产生，因此只要控制预失真器产生的IM2和IM4的系数，使其与高功放和原基带信号调制产生的IM3和IM5精确地相位相反，理论上可以很大或完全地取消整体的IM3和IM5，使高功放呈现，从而大幅度抑制带外发射、减少带内失真.2、数字预失真和模拟预失真预失真可以分为两种即:数字预失真和模拟预失真.模拟预失真出现比较早，且技术比较成熟.对于模拟电视来说，低成本的。人工调整的中频预失真电路可以工作的很好，这是因为传送的图像质量只随HPA的工作非增加而降低，预失真电路只需要定期的调整.而数字预失真技术是随着传输数字信号的应用不断扩展的基础上逐步发展起来的，数字音频传输方面的预失真研究要比图像传输方面相对成熟，国外对图像传输方面的数字预失真已经有很多较成熟的技术和应用经验，国内在数字预失真的研究相对滞后，在数字图像传输试验时或采用线性较好的电子管，或沿用模拟电视中的中频预失真技术，但对于数字电视来说，由于存在着峭壁效应，即当传送通道内的失真超过接收机纠错能力时，图像质量将从近乎完美变成完全丢失.未来发射机的固态化趋势及数字电视信号对于高功放非线性的敏感性都需要采用实时的。自适应的预失真技术来抑制HPA的失真引起的峭壁效应的产生。3、高功放(HPA)产生失真的原理及工作点对高功放的影响引起高功放失真的因素包括长时因素，如温度，老化、平均输入电平变化等.也有短时因素如噪声、动态调制(如TDMA中每个时隙采用不同的调制)、 多载波(OFDM)等引起的AM-AM和AM-PM失真，这可根据Saleh的功放模型来推得:A?=Haxr/(1+Uaxr')和厶①?二H， xr 2/(1+U中Xr')其中，为瞬时输入幅度，Ha、Ua、H，、U。是放大器的特性参数，工作A?和(，)就是由于高功放的非线性工作曲线而引起的AM-AM及AM-PM失真.这个模型对于全固态功放也适用。下面是高功放的工作特性曲线图:图中的曲线代表HPA的真正工作特性曲线，虚直线代表的是理论工作特性曲线，Rio是输入信号幅度，线性输出(要求)功率点是我们理论上最佳值，可以帮助在HPA真实特性曲线上搜索到实际点，再从实际输出功率点向下找到输入功率Rln.~，Rzn…，d即是为实现扩张HPA曲线上部的压缩而加入预失真器后HPA的输入功率.我们可以看Rin-pd&Rin，此时HPA工作在非线性区域，如果不加预失真，那么高功放的工作点只有降低以使其能够工作在HPA的线性区域，此时就存在HPA的输入功率回退问题，而提高工作点，有助于减少热耗散，提高HPA的效率，尽可能高效率且无失真正是HPA的目标。上面从输入根据线性特性找到要求功率，再从要求功率找到HPA的实际工作特性曲线上相应的功率点，从相应的功率点向下找到实际预失真器产生的输入功率，这个过程正是查表法(LUT)的工作原理，即根据瞬时输入信号的功率，查表得到相应预失真应扩张的增益，再输入到高功放实现高功放的，但实际实行起来难度大、结构复杂。4、笛卡尔环工作原理笛卡尔环预失真器是能有效地抑制HPA的IMD，且简单易行的工作电路，在和数字音频的传输中得到普遍的应用，现在笛卡尔环已经有了较大的改进，下面是其原理框图:在上图中Rn是In+jQn的复包络，其中In是，Qn是正交分量，同样Hn是预失真器输出信号的复包络，Pn是解调后信号的复包络.解调后信号的复包络中包含了与HPA失真有关的AM-AM和AM-PM失真，预失真的目的就是调整预失真器输出的同相和正交分量，使解调后的同相分量和正交分量与原基带信号In+jQn相同，要达到这个目的，必须解决下面两个独立问题:An(Un)=Pn (1)M(9)+中n(Un)=R(9) (2)公式(1)的含义是寻找一个改变与预失真器复包络有关的函数，使其等于解调后的复包络Pn.公式(2)的目的是使预失真器的加上由于AM-PM而引起的相移应等于原基带输入符号的相角.由于易于解决在此不再讨论，重点讨论困难的、复杂的AM-AM幅度失真问题。先前的笛卡尔环法是根据输入符号 In+jQn和解调得到的符号，根据前面的公式即，H?·D?，P(，):C，必须自适应地计算HPA的逆模型，这个逆HPA模型是一个多项式模型，且其阶数必须比HPA的正向模型高几阶。这种办法有几个缺陷:A.解调输出信号中包含了系统失真(预失真器+HPA)和噪声，而逆模型比前向模型更易于受噪声的影响，特别是当逆模型中包含高阶的非线性多项式，更易导致慢收敛和解的偏移。B.从输入经过预失真器，调制器，再经HPA，解调后得到符号再计算用于系统模型参数的更新，这个过程可引起大约 40多个数字电视的符号的延迟。新的笛卡尔环法正如上图所示与旧的笛卡尔环最大的不同，就是直接将预失真器的输出数据输入到前向HPA模型的计算中，结合解调后的输入数据决定HPA引起AM-AM失真的多项式模型的系数项(an(k)).解决系数(an(k))的问题用RL$法(递)，获得的系数通过一个管道一次输送到逆HPA模型的计算中，而不是每计算一个数据更新一个数据，同 时还加入一个噪声消减器，这个在噪声消减器图中没画，在数字数据处理中这个不难实现。计算逆HPA模型中应用PLMS法。由于在前向HPA模型中极大地减少了系统测量噪声和系统延迟，使系统在求解的收敛速度和解的偏移程度都有很大提高。通过对新旧两种笛卡尔环的SNR-SINAD(一一信号噪声和比)坐标比较，可以看出在最大信噪比为60DB时，SINAD有一个大约5DB的增益，这个$DB的增益对峭壁效应的出现有了.很大的缓冲，这个5DB增益对于数字电视传输的适应恶劣的传输条件的能力的是很必要的。且新方法收敛速度比旧方法快15倍左右，模拟延迟时间对自适应速度的影响也大大降低。
DPD (dihydropyrimidine dehydrogenase) ,二氢嘧啶脱氢酶DPD是体内碱的起始酶和,其活性个体间变异程度较大.
DPD酶研究现状
1 DPD酶在5-FU代谢中的作用:5-FU在体内的过程十分复杂,大致可分为合成和分解两方面:①(Anabolism):5-Fu结构类似尿嘧啶,在体内须转化为相应的核苷酸类似物才能发挥细胞毒作用,其主要机制为转化为一磷酸氟代脱氧尿苷(FdUMP),后者与(TS)、5,10-亚甲基(5,10-CH2FH4)形成三联复合物并抑制TS,阻碍dTMP的;并以FdUTP或FUTP的形式掺入到DNA或RNA分子中,破坏其结构和功能。②(Catabolism):5-FU、(U)和胸腺嘧啶的分解系经3个相同的步骤完成。DPD酶是类的起始和,在辅基NADPH的参与下,将5-FU还原为二氢氟尿嘧啶(FUH2);再经二氢嘧啶酶打开环状结构,产生5-氟-β-酰脲丙酸(FUPA);最后在β-丙氨酸合成酶催化下,形成5-氟-β-丙氨酸(FBAL)经肾脏排出体外。5-FU进入体内后,80%以上在肝脏和其他组织中分解,而决定5-FU细胞毒性的合成代谢只占极少比例,研究显示5-FU的合成和分解之间存在着精细的平衡机制,其中占主导地位。作为5-FU分解过程的关键酶,DPD活性高低直接决定了5-FU进入合成代谢和产生核苷酸类似物的量,研究也显示DPD活性缺乏可导致5-FU体内清除受阻,半衰期显著延长,分解减弱而合成增加,细胞毒性也相应增强.
DPD酶检测的方法
1 外周血液DPD酶活性的检测包括直接法和间接法。①直接法:应用放射酶免法测量外周血单核细胞(PBMC)中的DPD酶活性，用每毫克蛋白每分钟能代谢5-FU生成多少皮摩尔的H2U来表示，单位为pmol/min/mg-protein。②间接法:DPD酶的底物包括天然的嘧啶、尿嘧啶和胸苷，DPD酶将血浆的内源性U降解为二氢尿嘧啶(H2U)，因此可以通过测量血浆中H2U/U比值来判断血液中的DPD酶活性。2 组织中DPD酶活性的检测间接法没有报道，大多数都采用直接法。3 DPD酶蛋白表达应用人的DPD酶的单克隆抗体行免疫组化检查，检测细胞内的DPD酶蛋白的表达，方法简单，定性但不能定量。4 DPDmRNA的表达应用逆转录聚合酶链反应(RT-PCR)来检测。Uetake等[5]应用RT-PCR方法检测了51例结肠癌患者的癌组织和结肠正常组织中DPDmRNA的表达，他们发现结肠癌组织的DPDmRNA的表达与DPD酶活性相关，而在结肠正常组织中无相关。其他学者也有类似报道。5 2-13碳-尿嘧啶呼气法检测对象首先口服2-13碳-尿嘧啶，随后测定呼气中的13CO2以及相关指数，来判定其DPD酶的活性。这种测定方法迅速、简单、无创伤性，有待临床进一步验证和推广。
DPD酶检测的临床意义
1. 预测5-FU化疗的毒性患者在接受以5-FU为基础化疗中，目前大都学者认为DPD酶缺乏而引起严重的毒性。但也有学者持反对意见，Paolo等[7]研究了110例结直肠癌患者，他们都接受5-FU+甲酰四氢叶酸(LV)化疗，结果显示外周血单核细胞(PBMC)的DPD酶活性与5-FU的毒性无关。2.预测5-FU化疗的敏感性有文献报道肿瘤组织内DPD酶水平可能预测5-FU化疗的敏感性。姜文奇等报道肝癌组织DPD酶活性比正常肝组织中DPD酶活性明显高，可能部分解释肝癌患者对5-FU不敏感的原因[8]。但有不少文献报道结果不一致，可能与5-FU代谢还涉及另外三个酶(、胸苷酸和乳清酸磷酸核糖基)有关，如联合检测以上三个酶更好地预测5-FU化疗的敏感性。3.指导5-FU个体化用药DPD酶缺乏易引起与5-FU相关的毒性，因此很多学者报道DPD酶活性低下或缺乏的患者接受5-FU化疗时，5-FU的剂量需要适当调整，具体根据H2U/U的值来调整5-FU的剂量。对于DPD酶缺乏症的患者可以选用不含5-FU的化疗方案。一个有趣值得探索的方法是DPD酶部分或完全缺乏的患者口服优福定(UFT)后，在肝脏中由替加氟慢慢地转化释放5-FU，DPD酶缺乏状态可以通过可逆性的DPD酶抑制剂尿嘧啶阻止5-FU快速地降解而得到改善。4.开发新的化疗药目前正在研究DPD酶灭活剂或DPD酶的，以增加5-FU的疗效。现在研究较为成熟的药有1.Eniluracil，化学名是5-乙炔，它可以100%地灭活DPD酶 ，与5-FU合用时5-FU的量可以大大减少。2.TS1， 替加氟、 5-氯-2，4二氢嘧啶及以1:0.4:1的比例组成，其中5-氯-2,4 二氢嘧啶是DPD酶的抑制剂，它抑制DPD酶的作用是尿嘧啶的200倍。上述药物已经过Ⅱ期或Ⅲ期临床试验的验证。5.利用DPD酶的性进行时辰化疗Barry等[12]发现外周血单核细胞DPD酶活性具有性，在凌晨1点最高，下午1点最低，引起5-FU的血浆浓度相应变化。故有学者认为利用这一规律，5-FU从22点到次日10点连续12小时给药，凌晨4点达给药高峰，可获得更高的疗效及更小的毒性。已有作者报道5-FU的时辰化疗成功应用于结直肠癌患者的治疗。
DPD法即是分光光度法DPD法是通过测定被测物质在特定波长处或一定波长范围内度，对该物质进行定性和的方法。 在分光光度计中，将不同波长的光连续地照射到一定浓度的样品溶液时，便可得到与众不同波长相对应的吸收强度。如以波长(λ)为横坐标，吸收强度(A)为纵坐标，就可绘出该物质的。利用该曲线进行物质定性、定量的分析方法，称为，也称为吸收光谱法。用紫外光源测定无色物质的方法，称为紫外;用光源测定有色物质的方法，称为可见光光度法。它们与一样，都以Beer-Lambert定律为基础。 上述的紫外光区与可见光区是常用的。但的应用光区包括紫外光区，可见光区，红外光区。
当一束强度为I0的垂直照射某物质的溶液后,由于一部分光被体系吸收,因此的强度降至I,则溶液的T为: 根据朗伯(Lambert)-比尔(Beer)定律: 令 则 式中A为吸光度，l为溶液层厚度，c为溶液的浓度， 为吸光系数。其中吸光系数 与溶液的本性、温度以及波长等因素有关。溶液中其他组分(如溶剂等)对可用空白液扣除。 由上式可知，当固定溶液层厚度l和吸光系数 时，吸光度A与溶液的浓度成。在时，首先需要测定溶液对不同波长光的吸收情况()，从中确定最大吸收波长 ，然后以此波长 的光为光源，测定一系列已知浓度c溶液的吸光度A，作出A~c工作曲线。在分析未知溶液时，根据测量的吸光度A，查工作曲线即可确定出相应的浓度。这便是测量浓度的基本原理。
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线性化技术
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内容提示：主要类容
非线性电路的一些基础知识，及射频功放的非线性建模。
在查阅文献基础上，对各种线性化技术进行分类和比较。
例举各种线性化技术的应用实例，并利用ads技术进行仿真分析。
讨论：在各种线性化技术中选定一种（多种技术综合）进行深入研究。
第一部分：基础知识
放大器的失真
非线性放大器的数学模型
非线性放大器的数学模型
非线性放大器的数学模型
非线性放大器的数学模型
非线性放大器的数学模型
关于数学模型的讨论
放大器的数学模型多种多样，主要流行的模型有taylor,volterra,saleh,w-h等。
能否提出新的简洁的功放模型是功放线性化模块提高效率、控制成本及提高线性度的关键。
功放的数学模型仅仅是从数学的方式去模拟（逼真）功放的非线性失真。更根本的线性化方式应该从功放的失真机理入手，即需提出更合理、更简化的物理等效模型。
非线性放大器的物理等效模型
volterra级数分析模型
非线性分析方法（1）
非线性分析方法（2）
非线性分析方法（3）
放大器物理模型的建立是一个非常复杂的过程，一直是非线性理论研究的重点和难点。
是线性化工程应用的理论基础，但是因为要建立一个非线性模型需要很高的理论支持和大量的试验数据。
在线性化的工程应用中，均是在典型的非线性物理模型的基础上采用模拟或数字的
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线性化技术
官方公共微信射频功率放大器的自适应前馈线性化技术 (1)
11:06:07&&&来源:互联网 &&
1 引 言常用的线性化技术有反馈法、预失真法、前馈法、笛卡尔环、非线性部件实现线性化（LINC）等。预失真法是最常用的，其工作函数预失真器有2个显著的特点：线性修正是在功率放大器之前，其插入损耗小；修正算法带宽限制小。数字预失真技术复杂度高能提供较好的IMD压缩，但由于DSP运算速度使其带宽小。笛卡尔反馈复杂度想对低，能提供合理的IMD压缩，但存在稳定性问题且带宽限制在几百kHz。LINC法将输入信号变成2个恒包络信号，由2个C类放大器放大，然后合成，但对元件的漂移敏感。前馈技术为另一类线性化技术，他提供了闭环系统的线性化精度，开环系统的稳定性及带宽。目前仅有前馈技术才能满足现代多载波通信基站的性能指标。前馈技术起源于“反馈”，应该说他是一种老技术，除了校准（反馈）是加于输出之外，概念上是“反馈”，不过是不同的执行方法。前馈克服了延迟带来的影响。他提供了反馈的优点，但没有不稳定和带宽受限的缺点。
本文讨论前馈线性化技术的原理、实现方法及其仿真结果。2 自适应前馈法线性化原理图1所示是基本的前馈环框图。未失真的抽样信号经延迟后与主放大器放大的信号经过适当的衰减耦合后在0°～180°合成器中比较。如果主放大器无增益和相位失真，合成器产生零输出。若主放大器有任何增益和相位失真、压缩或AM-PM效应，合成器输出端就会有小的RF误差信号，输入到误差放大器放大到输出抽样信号的电平，主信号经延迟并补偿误差放大器的延迟后与误差放大器的输出合成校准后输出。必须强调，相位与振幅的校准——加或减，全都在RF下进行，而不是在视频或基带进行。即校准在最终带宽内进行。最终带宽由系统各种元件的相位、振幅的跟踪特性决定。
这种系统的工作原理很好理解，定量分析则要深入讨论，主要包括主功率放大器和误差功率放大器功率容量的分析，误差放大器的非线性贡献；不完善的增益、相位跟踪特性的影响等。最简明的办法是首先分析主放大器存在增益压缩和AM-PM转换失真时连续波扫描时环路的静态特性。所谓“静态”，定义为在可变包络激励下，系统的失真特性。3 自适应前馈控制方法近年来，出现了一些自适应性前馈系统的专利，这些自适应前馈技术主要分为2类：有无控制信号的自适应方法，即基于功率最小化的自适应技术和基于梯度信号的自适应性技术。前者的控制方案是：在信号抵消电路部分，通过调整复向量调制器来最小化参考信号所在频带内的误差信号的功率，在误差抵消电路部分，选择只包含失真部分的频带。一旦取得最优参数，需要加入预先准备的扰动来更新系数，这些扰动减少IMD压缩。采用梯度信号的自适应性方法是连续计算三维功率表面的梯度。信号抵消电路中功率表面是误差信号的功率，当参考信号完全被压缩，只剩下失真时，功率最小。误差抵消电路中功率表面是线性器的输出功率，当失真在功率放大器输出信号中完全被压缩时，功率达到最小。梯度连续被计算，所以不需要预先准备的扰动。常用的自适应控制器有复数增益控制器、最小功率控制器。典型的复数增益调节器主要有2种类型：极坐标和直角坐标形式。前者由衰减器和移相器组成。后者由功分器、合成器、移相器和混频器组成，其中混频器可以用双相压控衰减（VCA）代替。向量调制的2条支路是相位积分，且VCA能够双相位工作，这样保证了向量调制能在［0，360］内均获得相移。衰减器设置到一个归一化的值，在此处电压的梯度最大，这样来保证快速自适应，但必须保证没有任何附加的非线性引入。最小功率控制器，这种自适应性控制器是“最小功率”原理运用到前馈线性化技术中的典型代表。图2是最小功率控制器的框图。通过调整控制电压“I”和“Q”来最小化端口“P”的功率，端口P是信号抵消电路中误差信号的抽样。这种方法的缺点是在快到达最小值时，收敛慢且对测量噪声敏感。而功率测量不可避免的存在噪声，为了减少测量的变化，在每一步需要停留足够的时间。功率最小化原理也运用到误差抵消电路中，然而，端口P的输出信号既有放大信号也有残留的失真。因这些失真信号的 幅度比放大信号小几阶，故最小化算法在每一步需要停留较长的时间。有2种方法用来减轻这个问题。一种方法是采用可调接收器来选择只包含失真的频带，且采用控制器来最小化这个频带。另一种方法是输出减去输入端的相位和增益的复制品，理想上就只剩下失真，这些失真反馈到端口P用于最小化算法。&&
梯度法是自适应性的另一个方法。信号抵消电路、误差抵消电路可采用复数基带相关器或带通相关器。最简单的迭代法是最速下降算法，在二次误差面的环境下，可以任选一个初始值α（定义在误差面的一些点），然后计算在那点的误差面梯度，并且相应地α被修正。二次误差面是经典的估计理论，基数vr（t）和估计误差ve（t）之间的相关等于误差面的梯度，这个相关用来驱动自适应性算法。最速下降法处理的随机梯度信号（ve（t）vm（t）＊）表明上述算法在调整α和β。当vr（t）和ve（t）不相关时，梯度为0，这表明误差信号只包含失真。梯度法比最小功率法收敛快，且不需要为了确定改变方向而不断地进行失调。然而，在混频器的输出端对DC偏置敏感。如最小功率法一样，基于同样的理由导致误差抵消电路中收敛时间较长，这可通过在相关前压缩输出信号线性部分来减轻。4 仿真过程及结果本文采用梯度法实现自适应性前馈线性器。这种方法主要是计算到达最小点的曲面的梯度，采用复相关器用来计算梯度。前馈线性器有2个环路：信号抵消电路和误差抵消电路。线性抵消电路目的是消除功率放大器输出信号中线性部分，只剩下失真。复系数α驱动直角坐标形式的复增益调节器，采用复相关器来优化复系数的相位，并衰减相位相反的上下支路，这样就抵消了功率放大器输出信号的线性部分，剩下的失真信号进入第二个环路。下支路的失真信号和功率放大器上支路的输出构成了误差抵消电路。系数β调整下行支路的复增益调节器，以便与上行支路的失真的相位相反。采用两路调制信号输入，间隔100 MHz，载波的频率取1．0 GHz，α取－0．1，β取－0．01，并采用迭代最小均方进行寻优，采用直角坐标向量调制器，为简化起见，采用理想无源元件。仔细选择适61应参数，最好的方法是确保信号抵消电路环（α适应系数）在误差抵消电路环（β适应系数）开始收敛前收敛到一个较小的范围内。利用ADS2003进行系统级的仿真，在功率回退5 dB的情况下其仿真结果如图3～图8所示。图3表示自适应调整过程中α、β实部和虚部的变化情况，由图可以看出α的调整过程要先于β的调整。三阶、五阶交调总的变化趋势可以从图4看出，由图可知当调整继续进行下去三阶交调改善40 dBc，而五阶交调稳定后改善65 dBc。图5表示初始的误差频谱，图6表示调整后的误差频谱。图7表明功率回退5 dB的情况下产生较大的交调功率和谐波。图8表示经过自适应处理后前馈线性化器的输出。仿真结果表明经过自适应前馈处理，三阶交调和五阶交调均得到明显改善，功放的线性度明显提高。
5 结语射频功率放大器的线性化技术可以明显地改善放大器的线性度，同时提高输出功率和效率。在负反馈、预失真和前馈这三种线性化技术中，前馈技术提供了反馈的优点，但没有不稳定和带宽受限的缺点。本文利用梯度法实 现自适应性前馈线性器。仿
编辑：神话
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本周热门资源推荐
EEWORLD独家DPD_模型_中国百科网
    DPD简介
　　DPD简单来说就是数字预失真。
　　DPD(DigitalPre-DistortiON):PA线性化技术更大的突破是可使信号预失真。预失真是PA线性化的“法宝”，不过这也非常复杂，并要求了解PA失真特性――而该特性的变化方式非常复杂。
　　预失真原理：通过一个预失真元件(Predistorter)来和功放元件(PA) 级联，非线性失真功能内置于数字、数码基带信号处理域中，其与放大器展示的失真数量相当(“相等”)，但功能却相反。将这两个非线性失真功能相结合，便能够实现高度线性、无失真的系统。数字预失真技术的挑战在于PA的失真(即非线性)特性会随时间、温度以及偏压(biasing)的变化而变化，因器件的不同而不同。因此，尽管能为一个器件确定特性并设计正确的预失真算法，但要对每个器件都进行上述工作在经济上则是不可行的。为了解决上述偏差，我们须使用反馈机制，对输出信号进行采样，并用以校正预失真算法。数字预失真采用数字电路实现这个预失真器(Predistorter)，通常采用数字信号处理来完成。通过增加一个非线性电路用以补偿功率放大器的非线性。这样就可以在功率放大器(PA)内使用简单的AB类平台，从而可以消除基站厂商制造前馈放大器 (feedforwardamplifier)的负担和复杂性。此外，由于放大器不再需要误差放大器失真矫正电路，因此可以显着提高系统效率。
　　预失真线性化技术，它的优点在于不存在稳定性问题，有更宽的信号频带，能够处理含多载波的信号。预失真技术成本较低，工艺简单，便于生产，效率较高，一般可以达到19%以上。
　　数字预失真的缺点：线性度略低于前馈技术，但是目前两者的水平已经比较接近。
　　数字预失真技术目前之所以没有像前馈技术那样得到广泛应用，主要原因是该技术存在以下技术瓶颈：宽带功放的非线性特性建模，它的挑战在于PA的失真(即非线性)特性会随时间、温度以及偏压(biasing)的变化而变化，因器件的不同而不同。DPD特点
　　在PA器件中校正模拟失真，减小了体积，功耗和成本
　　采用LDMOS和GaN晶体管与AB类和Doherty放大器相兼容
　　存储器实现自适应预失真核
　　支持20MHz的调制带宽
　　提供20 - 30dB的ACP校正功能
　　自适应均衡器和AQM校正数字电视发射机自适应DPD技术
　　在开路电视传输设备中高功率放大器(HPA)对整机的价格具有决定意义，对于给定的功率和噪声电子，HPA的价格将随着输入信号线性工作范围的扩大而盘升．因此用扩展HPA的线性工作范围的技术取代购买更高档的HPA的研究意义重大。对于扩展HPA线性范围的研究和应用一一即预失真技术，在国外已经有很多成熟的经验，出现了很多种数字自适应预失真技术如：查表法、笛卡尔环法等，而我国在国庆50周年的数字电视试播中却仍沿用模拟电视中的中频预失真技术，本文旨在介绍一下国外的先进的数字自适应预失真技术。
　　1、预失真的工作原理
　　现在的线性调制技术如QPSK和QAH及多载波调制等尽管能提供良好的频谱效率，但由于HPA的非线性，调制后产生的波动包络信号能引起随后的HPA产生互调失真(1MD)，互调失真多呈现出邻频干扰、带内干扰现象．为了扩展HPA的线性，产生了多种预失真技术，但其原理却都是在调制器和高功放间插入一个非线性的器件作为预失真器件(PD)，使得预失真器和高功放作为一个整体来看，其增益特性为线性。如：
　　假设预失真器的增益函数为D?；而高功放的增益函数为：P(，)；则整体的增益函数：
　　H(，)：D(，)xP(，)=常数C
　　从局部来看，由于IM3和IM5对高功放的影响比较大，而IM3(三次互调分量)和IM5可由IM2与IM4与原基带信号调制产生，因此只要控制预失真器产生的IM2和IM4的系数，使其与高功放和原基带信号调制产生的IM3和IM5精确地相位相反，理论上可以很大或完全地取消整体的IM3和IM5，使高功放呈现线性化，从而大幅度抑制带外发射、减少带内失真．
　　2、数字预失真和模拟预失真
　　预失真可以分为两种即：数字预失真和模拟预失真．模拟预失真出现比较早，且技术比较成熟．对于模拟电视来说，低成本的。人工调整的中频预失真电路可以工作的很好，这是因为传送的图像质量只随HPA的工作非线性增加而降低，预失真电路只需要定期的调整．而数字预失真技术是随着传输数字信号的应用不断扩展的基础上逐步发展起来的，数字音频传输方面的预失真研究要比图像传输方面相对成熟，国外对图像传输方面的数字预失真已经有很多较成熟的技术和应用经验，国内在数字预失真的研究相对滞后，在数字图像传输试验时或采用线性较好的电子管，或沿用模拟电视中的中频预失真技术，但对于数字电视来说，由于存在着峭壁效应，即当传送通道内的失真超过接收机纠错能力时，图像质量将从近乎完美变成完全丢失．未来发射机的固态化趋势及数字电视信号对于高功放非线性的敏感性都需要采用实时的。自适应的预失真技术来抑制HPA的失真引起的峭壁效应的产生。
　　3、高功放(HPA)产生失真的原理及工作点对高功放的影响
　　引起高功放失真的因素包括长时因素，如温度，老化、平均输入电平变化等．也有短时因素如噪声、动态调制(如TDMA中每个时隙采用不同的调制)、 多载波(OFDM)等引起的AM-AM和AM-PM失真，这可根据Saleh的功放模型来推得：
　　A?=Haxr／(1+Uaxr‘)和厶①?二H， xr 2／(1+U中Xr‘)
　　其中，为瞬时输入幅度，Ha、Ua、H，、U。是放大器的特性参数，工作A?和(，)就是由于高功放的非线性工作曲线而引起的AM-AM及AM-PM失真．这个模型对于全固态功放也适用。
　　下面是高功放的工作特性曲线图：
　　图中的曲线代表HPA的真正工作特性曲线，虚直线代表的是理论工作特性曲线，Rio是输入信号幅度，线性输出(要求功率)功率点是我们理论上最佳值，可以帮助在HPA真实特性曲线上搜索到实际输出功率点，再从实际输出功率点向下找到输入功率Rln．~，Rzn…，d即是为实现扩张HPA曲线上部的压缩而加入预失真器后HPA的输入功率．我们可以看Rin-pd&Rin，此时HPA工作在非线性区域，如果不加预失真，那么高功放的工作点只有降低以使其能够工作在HPA的线性区域，此时就存在HPA的输入功率回退问题，而提高工作点，有助于减少热耗散，提高HPA的效率，尽可能高效率且无失真正是HPA的目标。
　　上面从输入功率根据线性特性找到要求功率，再从要求功率找到HPA的实际工作特性曲线上相应的功率点，从相应的功率点向下找到实际预失真器产生的输入功率，这个过程正是查表法(LUT)的工作原理，即根据瞬时输入信号的功率，查表得到相应预失真应扩张的增益，再输入到高功放实现高功放的线性化，但实际实行起来难度大、结构复杂。
　　4、笛卡尔环工作原理
　　笛卡尔环预失真器是能有效地抑制HPA的IMD，且简单易行的工作电路，在数字图像和数字音频的传输中得到普遍的应用，现在笛卡尔环已经有了较大的改进，下面是其原理框图：
　　在上图中Rn是In+jQn的复包络，其中In是同相分量，Qn是正交分量，同样Hn是预失真器输出信号的复包络，Pn是解调后信号的复包络．解调后信号的复包络中包含了与HPA失真有关的AM-AM和AM-PM失真，预失真的目的就是调整预失真器输出的同相和正交分量，使解调后的同相分量和正交分量与原基带信号In+jQn相同，要达到这个目的，必须解决下面两个独立问题：
　　An(Un)=Pn (1)
　　M(9)+中n(Un)=R(9) (2)
　　公式(1)的含义是寻找一个改变与预失真器复包络有关的幅值函数，使其等于解调后的复包络Pn．公式(2)的目的是使预失真器的相角加上由于AM-PM而引起的相移应等于原基带输入符号的相角．由于相位失真易于解决在此不再讨论，重点讨论困难的、复杂的AM-AM幅度失真问题。
　　先前的笛卡尔环法是根据输入符号 In+jQn和解调得到的符号，根据前面的公式即，H??D?，P(，)：C，必须自适应地计算HPA的逆模型，这个逆HPA模型是一个多项式模型，且其阶数必须比HPA的正向模型高几阶。这种办法有几个缺陷：
　　A.解调输出信号中包含了系统失真(预失真器+HPA)和噪声，而逆模型比前向模型更易于受噪声的影响，特别是当逆模型中包含高阶的非线性多项式，更易导致慢收敛和解的偏移。
　　B．从输入经过预失真器，调制器，再经HPA，解调后得到符号再计算误差用于系统模型参数的更新，这个过程可引起大约 40多个数字电视的符号的延迟。
　　新的笛卡尔环法正如上图所示与旧的笛卡尔环最大的不同，就是直接将预失真器的输出数据输入到前向HPA模型的计算中，结合解调后的输入数据决定HPA引起AM-AM失真的多项式模型的系数项(an(k))．解决系数(an(k))的问题用RL$法(递最小二乘法)，获得的系数通过一个管道一次输送到逆HPA模型的计算中，而不是每计算一个数据更新一个数据，同 时还加入一个噪声消减器，这个在噪声消减器图中没画，在数字数据处理中这个不难实现。
　　计算逆HPA模型中应用PLMS法。由于在前向HPA模型中极大地减少了系统测量噪声和系统延迟，使系统在求解的收敛速度和解的偏移程度都有很大提高。通过对新旧两种笛卡尔环的SNR-SINAD(信噪比一一信号噪声和失真度比)坐标比较，可以看出在最大信噪比为60DB时，SINAD有一个大约5DB的增益，这个$DB的增益对峭壁效应的出现有了．很大的缓冲，这个5DB增益对于数字电视传输的适应恶劣的传输条件的能力的是很必要的。且新方法收敛速度比旧方法快15倍左右，模拟延迟时间对自适应速度的影响也大大降低。
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