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PsR反激电源工作频率问题
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最近遇到一个不解的问题，有工程师把PsR反激DcM模式的LED电源的工作频率作为主要参数来考虑，假如中心频率是50KHz，如果实测是40KHz，那么他就会增加气隙，减小电感量，来提高频率。本人不理解这样做的原因，我认为这种控制方式本来就是调节f来达到恒流目的的，输入电压变化，Po变化，f都会跟随变化，来达到恒流，不知这样理解是否正确，当然工作f不能偏离它的工作f极限值，请教？
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反激变换器PSR芯片控制原理（ＰＤＦ）
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求助，反激开关电源芯片不能正常工作
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电源币：0&nbsp|&nbsp主题帖：1&nbsp|&nbsp回复帖：0
用LM3478做了一个带变压器的反激开关电源，输入12V，输出23V，通过变压器计算算出原边5匝，反馈5V匝数4，输出23V匝数16
反馈电压5V时空载后芯片不能正常工作，通过示波器看芯片工作一下就不工作，无法带载，看反馈感觉是过压保护了。
但通过调电阻将反馈电压调到12V空载芯片能较正常工作，能稍微带载，但带载后电压不稳，不知道是为什么，是变压器设计出错了么？变压器是按照论坛上实例设计的
电源币：1562&nbsp|&nbsp主题帖：34&nbsp|&nbsp回复帖：1580
上个电路图看看
圈比还好，就是不知道你的电感量是多少？输出额定电流是多少？
这是一个升压的，直接用boost电路就好了，为什么要用反激？想要做隔离？
电源币：0&nbsp|&nbsp主题帖：1&nbsp|&nbsp回复帖：0
输出每路额定电流是0.2A，电感原边算出来是18.2uH，不过加工的时候弄错了变成11.2uH，不过也不至于完全不能工作吧。之前做过BOOST，感觉效果一般想用反激看看
拆机版纪念勋章
电源币：2530&nbsp|&nbsp主题帖：17&nbsp|&nbsp回复帖：687
这原理图画的让人有种错乱的感觉，
电源币：1884&nbsp|&nbsp主题帖：39&nbsp|&nbsp回复帖：2011
最好有图才好分析原因。
电源币：0&nbsp|&nbsp主题帖：1&nbsp|&nbsp回复帖：0
二楼发了，调了一个多星期了发现地挺脏的给FB端有杂波，但是不知道为什么5V反馈时候芯片基本不能正常工作，把反馈调到12V反而能稍微正常点了。反激的波形挺正常的看起来
电源币：1562&nbsp|&nbsp主题帖：34&nbsp|&nbsp回复帖：1580
你的电路就不能简洁一点吗？
Vin那一串能去掉不？Q1,D5,D6
R8是干嘛的？
R11一般都是几十K
R9直接接地不行吗？
电感量11uH，实际的工作频率是多少？
电源币：0&nbsp|&nbsp主题帖：1&nbsp|&nbsp回复帖：0
可以直接接地啊，工作频率120Khz左右，但是现在芯片不能正常工作啊，频率乱七八糟，只有正常的那一段时间才是120K
电源币：755&nbsp|&nbsp主题帖：9&nbsp|&nbsp回复帖：937
简单的讲是PCB地线布线问题，这个里面的FB只有一个小电容在做补偿，如果能调试好这个小电容，出去PWM波形很好就没什么问题，调不好的话，需要外加补偿电路。
再有，Isense部分，电阻改大点（输出功率小）可以试试频率是不是不那么乱。
在变压器同名端没有问题的情况下，5V稳定了，其他组带点假负载也基本是稳定的。
电源币：0&nbsp|&nbsp主题帖：1&nbsp|&nbsp回复帖：0
反馈脚电压确实跳的很厉害，是因为地线布置不好了么？小电容调了好多感觉没有什么用。芯片不能正常工作的时候5V那端确实很不稳
变压器设计的有问题么，给变压器厂商做他们说10几uH太小了肯定不能用但是计算出来就是这么多。
电源币：755&nbsp|&nbsp主题帖：9&nbsp|&nbsp回复帖：937
先看下每组输出二极管之前的电压波形与初级MOSFET波形是向对应的反激正常波形不(正常工作的开关波形，有开关周期的时候)。
如果正常了，再看IC的VCC是否稳定。
然后再确认Isense与FB的波形。
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网博互动旗下网站：因为开关噪声的频率较高，幅值较大，高频开关噪声衰；④在传感及控制磁芯饱和故障状态方面较为麻烦复杂；开环控制，目的为了增加对输入电压变化的动态响应速；2.峰值电流模式控制PWM(PEAKCURREN；峰值电流模式控制简称电流模式控制，它的概念在六十；如图2所示，由输出电压VOUT与基准信号VREF；当处于空载状态，输出电流为零并且斜坡补偿信号幅值；功率级是由电
因为开关噪声的频率较高，幅值较大，高频开关噪声衰减不够的话，稳态反馈不稳；高频开关噪声衰减过大的话，动态响应较慢。虽然互相矛盾，但是对电压误差运算放大器的基本设计原则仍是“低频增益要高，高频增益要低”。③对整个闭环系统进行校正，使得闭环系统稳定工作。电压模式控制的优点：①PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量。②占空比调节不受限制。③对于多路输出电源，它们之间的交互调节效应较好。④单一反馈电压闭环设计、调试比较容易。⑤对输出负载的变化有较好的响应调节。缺点：①对输入电压的变化动态响应较慢。②补偿网络设计本来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化使其更为复杂。③输出LC滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增加一个零点进行补偿。图1A如
④在传感及控制磁芯饱和故障状态方面较为麻烦复杂。改善加快电压模式控制瞬态响应速度的方法有二：一是增加电压误差放大器的带宽，保证具有一定的高频增益。但是这样比较容易受高频开关噪声干扰影响，需要在主电路及反馈控制电路上采取措施进行抑制或同相位衰减平滑处理。另一方法是采用电压前馈模式控制PWM技术，如图1B所示。用输入电压对电阻电容（RFF、CFF）充电产生的具有可变化上斜波的三角波取代传统电压模式控制PWM中振荡器产生的固定三角波。因为此时输入电压的变化能立刻在脉冲宽度的变化上反映出来，因此该方法对输入电压的变化引起的瞬态响应速度明显提高。对输入电压的前馈控制是
开环控制，目的为了增加对输入电压变化的动态响应速度。对输出电压的控制是闭环控制。因而，这是一个有开环和闭环构成的双环控制系统。
2. 峰值电流模式控制PWM (PEAK CURRENT-MODE CONTROL PWM)：
峰值电流模式控制简称电流模式控制，它的概念在六十年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。在七十年代后期才从学术上作深入地建摸研究。直至八十年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路的出现使得电流模式控制迅速推广应用。主要用于单端及推挽电路。近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。因为这种改善性能的电压模式控制加有输入电压前馈功能，并有完善的多重电流保护等功能，在控制功能上已具备大部分电流模式控制的优点，而在实现上难度不大，技术较为成熟。
如图2所示，由输出电压VOUT 与基准信号VREF的差值经过运放（E/A）放大得到的误差电压信号 VE 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜波比较，而是与一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号VΣ比较，然后得到PWM脉冲关断时刻。因此（峰值）电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。因为峰值电感电流容易传感，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流的大小可以对应不同的平均电感电流大小。而平均电感电流大小才是唯一决定输出电压大小的因素。在数学上可以证明，将电感电流下斜波斜率的至少一半以上斜率加在实际检测电流的上斜波上，可以去除不同占空比对平均电感电流大小的扰动作用，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。因而合成波形信号VΣ要有斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分合成构成。当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。因为若将斜坡补偿信号完全用振荡电路的三角波代替，就成为电压模式控制，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前馈信号，见图2所示。当输出电流减小，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。
当处于空载状态，输出电流为零并且斜坡补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制就实际上变为电压模式控制了。峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速的，是按照逐个脉冲工作的。
功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。由于这些，峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。峰值电流模式控制PWM的优点是①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快。②控制环易于设计③输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相妣美④简单自动的磁通平衡功能⑤瞬时峰值电流限流功能，内在固有的逐个脉冲限流功能。⑥自动均流并联功能。 缺点是①占空比大于50%的开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差。②闭环响应不如平均电流模式控制理想。③容易发生次谐波振荡，即使占空比小于50%，也有发生高频次谐波振荡的可能性。因而需要斜坡补偿。④对噪声敏感，抗噪声性差。因为电感处于连续储能电流状态，与控制电压编程决定的电流电平相比较，开关器件的电流信号的上斜波通常较小，电流信号上的较小的噪声就很容易使得开关器件改变关断时刻，使系统进入次谐波振荡。⑤电路拓扑受限制。⑥对多路输出电源的交互调节性能不好。峰值电流模式控制PWM最主要的应用障碍是容易振荡及抗噪声性差。振荡可以来源于：器件开启时的反向恢复引起的电流尖刺，噪声干扰，斜波补偿瞬态幅值不足等。峰值电流模式控制的开关电源容易在开机启动及电压或负载突然较大变化时发生振荡。
3. 平均电流模式控制PWM (AVERAGE CURRENT-MODE CONTROL PWM)：
平均电流模式控制概念产生于七十年代后期。平均电流模式控制 PWM集成电路出现在九十年代初期，成熟应用于九十年代后期。平均电流模式控制的发展
动力有三：一是峰值电流模式控制PWM在应用推广时碰到许多严重问题；二是INTEL公司的高速CPU集成电路需要具有高DI/DT动态响应供电能力的低电压大电流开关电源；三是在八十年代后期平均电流模式控制理论研究上的进展。图
3.A所示为平均电流模式控制PWM的原理图。输出电压信号VOUT与基准给定电压VREF的差值经过电压误差放大器E/A放大后得到误差电压VE，它接至电流误差信号放大器CA的同相端，作为输出电感电流的控制编程电压信号VCP（V CURRENT- PROGRAM）。
而带有锯齿纹波状分量的输出电感电流信号VI接至电流误差信号放大器CA的反相端，代表跟踪电流编程信号VCP的实际电感平均电流。VI 与VCP的差值经过电流放大器CA的放大后，得到平均电流跟踪误差信号VCA。再由VCA及三角锯齿波信号VT或VS通过比较器比较得到PWM关断时刻。VCA的波形与电流波形VI反相，所以，是由VCA的下斜波（对应于开关器件导通时期）与三角波VT或VS的上斜波比较产生关断信号。显然，这就意味着无形中增加了一定的斜坡补偿。为了避免次谐波振荡，VCA的上斜坡不能超过三角锯齿波信号VT或VS的上斜坡。平均电流模式控制的优点是①平均电感电流能够高度精确地跟踪电流编程信号。②不需要斜坡补偿。③调试好的电路抗噪声性能优越。④适合于任何电路拓扑对输入或输出电流的控制。⑤易于实现均流。缺点是①电流放大器在开关频率处的增益有最大限制 ②双闭环放大器带宽、增益等配合参数设计调试复杂。
图3.B为增加输入电压前馈功能的平均电流模式控制，非常适合输入电压变化幅度大、变化速度快的中国电网情况。澳大利亚R-T公司的48V/100A半桥电路通信开关电源模块实际上采用图3.B的控制方式。
4. 滞环电流模式控制PWM (HYSTERETIC CURRENT-MODE CONTROL PWM)：
滞环电流模式控制PWM为变频调制，也可以为定频调制。 如图4所示，为变频调制的滞环电流模式控制PWM。将电感电流信号与两个电压值比较，第一个较高的控制电压值VC由输出电压与基准电压的差值放大得到，它控制开关器件的关断时刻；第二个较低电压值VCH由控制电压VC减去一个固定电压值VH得到，VH叫做滞环带，VCH控制开关器件的开启时刻。滞环电流模式控制是由输出电压值VOUT、控制电压值VC及VCH三个电压值确定一个稳定状态，比电流模式控制多一个控制电压值VCH，去除了发生次谐波振荡的可能性，见图4右下示意图。因为VCH1=VCH2，图4右下示意图中的情况不会出现。其优点：①不需要斜波补偿。②稳定性好，不容易因噪声发生不稳定振荡。缺点：①需要对电感电流全周期的检测和控制。②变频控制容易产生变频噪声。
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