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以反激为例，输出电容的纹波电流大小和电容的容值有关系吗？
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电源币：2&nbsp|&nbsp主题帖：2&nbsp|&nbsp回复帖：18
我觉得从理论推导没有关系，但是又想不通，有没有前辈指教一下，最好有理论依据
电源币：833&nbsp|&nbsp主题帖：9&nbsp|&nbsp回复帖：947
理论上看，你应该没有加上ESR和电容充放电是的△U。
可以自己做个仿真模型，再对照资料看。
电源币：2&nbsp|&nbsp主题帖：2&nbsp|&nbsp回复帖：18
我确实没有考虑ESR和充放电，只是从电流波形来考虑，我觉得电流波形定了，交流成分就定了
电源币：833&nbsp|&nbsp主题帖：9&nbsp|&nbsp回复帖：947
仿真试试。顺便贴个图放到帖子里面。
看看哪些因素会有影响。如果频率高了，还有个ESL。
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解析反激电源以及变压器设计
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对于探讨反激电源以及变压器这个话题，我犹豫了很久。因为关于反激的话题大家讨论了很多很多，这个话题已经被讨论的非常透彻了。关于反激电源的参数设计也有多篇文章总结。还有热心的网友，根据计算过程，自己编写了软件或电子表格把计算做的傻瓜化。但我也注意到，几乎每天都会出现关于反激设计过程出现问题而求助的帖子，所以，思量再三，我决定还是再一次提出这个话题!我不知道我是否能写出一些有新意的东西，但我会尽力去写好
对于探讨反激电源以及变压器这个话题，我犹豫了很久。因为关于反激的话题大家讨论了很多很多，这个话题已经被讨论的非常透彻了。关于反激电源的参数设计也有多篇文章总结。还有热心的网友，根据计算过程，自己编写了软件或电子表格把计算做的傻瓜化。但我也注意到，几乎每天都会出现关于反激设计过程出现问题而求助的帖子，所以，思量再三，我决定还是再一次提出这个话题!我不知道我是否能写出一些有新意的东西，但我会尽力去写好。不期望能入高手的法眼，但愿能给入门者一些帮助。　　纵观电源市场，没有哪一个拓扑能像反激电路那么普及，可见反激电源在电源设计中具有不可替代的地位。说句不算夸张的话，把反激电源设计彻底搞透了，哪怕其他的拓扑一点不懂，在职场上找个月薪10K的工作也不是什么难事。　　提纲　　1、反激电路是由buck-boost拓扑演变而来，先分析一下buck-boost电路的工作过程。　　工作时序说明：　　t0时刻，Q1开通，那么D1承受反向电压截止，电感电流在输入电压作用下线性上升。　　t1时刻，Q1关断，由于电感电流不能突变，所以，电感电流通过D1，向C1充电。并在C1两端电压作用下，电流下降。　　t2时刻，Q1开通，开始一个新的周期。　　从上面的波形图中，我们可以看到，在整个工作周期中，电感L1的电流都没有到零。所以，这个工作模式是电流连续的CCM模式，又叫做能量不完全转移模式。因为电感中的储能没有完全释放。　　从工作过程我们也可以知道，这个拓扑能量传递的方式是，在MOS管开通时，向电感中储存能量，MOS管关断时，电感向输出电容释放能量。MOS管不直接向负载传递能量。整个能量传递过程是先储存再释放的过程。整个电路的输出能力，取决于电感的储存能力。我们还要注意到，根据电流流动的方向，可以判断出，在输入输出共地的情况下，输出的电压是负电压。　　MOS管开通时，电感L1承受的是输入电压，MOS关断时，电感L1承受的是输出电压。那么，在稳态时，电路要保证电感不进入饱和，必定要保证电感承受的正向和反向的伏秒积的平衡。那么：　　Vin×(t1-t0)=Vout×(t2-t1)，假如整个工作周期为T，占空比为D，那么就是：Vin×D=Vout×(1-D)　　那么输出电压和占空比的关系就是：Vout=Vin×D/(1-D)　　同时，我们注意看MOS管和二极管D1的电压应力，都是Vin+Vout　　另外，因为是CCM模式，所以从电流波形上可以看出来，二极管存在反向恢复问题。MOS开通时有电流尖峰。　　上面的工作模式是电流连续的CCM模式。在原图的基础上，把电感量降低为80uH，其他参数不变，仿真看稳态的波形如下：　　t0时刻，Q1开通，那么D1承受反向电压截止，电感电流在输入电压作用下从0开始线性上升。　　t1时刻，Q1关断，由于电感电流不能突变，所以，电感电流通过D1，向C1充电。并在C1两端电压作用下，电流下降。　　t2时刻，电感电流和二极管电流降到零。D1截止，MOS的结电容和电感开始发生谐振。所以可以看见MOS的Vds电压出现周期性的振荡。　　t3时刻，Q1再次开通，进入一个新的周期。　　在这个工作模式中，因为电感电流会到零，所以是电流不连续的DCM模式。有叫做能量完全转移模式，因为电感中储存的能量完全转移到了输出端。而二极管因为也工作在DCM状态，所以没有反向恢复的问题。 但是我们应该注意到，DCM模式的二极管、电感和MOS漏极的峰值电流是大于上面的CCM模式的。　　需要注意的是在DCM下的伏秒积的平衡是：　　Vin×(t1-t0)=Vout(t2-t1)　　只是个波形的正反问题。就好象示波器的探头和夹子如果反过来，那么波形就倒过来。　　你注意看图的右边，看波形具体的定义是什么。有的波形是两个点相减出来的。　　看波形图也要配合这原理图来看的。　　当MOS开通的时候，二极管D1承受着反压，是一个负的电压。MOS关断的时候，二极管导通，正向压降很低二极管的反向恢复，和其工作时PN结的载流子的运动有关系。DCM时，因为二极管已经没有电流流过了，内部载流子已经完成了复合过程。所以不存在反向回复问题。会有一点点反向电流，不过那是结电容造成的。　　在CCM和DCM模式有个过渡的状态，叫CRM，就是临界模式。这个模式就是电感电流刚好降到零的时候，MOS开通。这个方式就是DCM向CCM过渡的临界模式。CCM在轻载的时候，会进入DCM模式的。CRM模式可以避免二极管的反向恢复问题。同时也能避免深度DCM时，电流峰值很大的缺点。要保持电路一直工作在CRM模式，需要用变频的控制方式。　　我还注意到，在DCM模式，电感电流降到零以后，电感会和MOS的结电容谐振，给MOS结电容放电。那么，是不是可以有种工作方式是当MOS结电容放电到最低点的时候，MOS开通进入下一个周期，这样就可以降低MOS开通的损耗了。答案是肯定的。这种方式就叫做准谐振，QR方式。也是需要变频控制的。不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，现在都有丰富的控制IC可以提供用来设计。　　2、那么我们常说，反激flyback电路是从buck-boost电路演变而来，究竟是如何从buck-boost拓扑演变出反激flyback拓扑的呢?请看下面的图：　　这是基本的buck-boost拓扑结构。下面我们把MOS管和二极管的位置改变一下，都挪到下面来。变成如下的电路结构。这个电路和上面的电路是完全等效的。　　接下来，我们把这个电路，从A、B两点断开，然后在断开的地方接入一个变压器，得到下图：　　为什么变压器要接在这个地方?因为buck-boost电路中，电感上承受的双向伏秒积是相等的，不会导致变压器累积偏磁。我们注意到，变压器的初级和基本拓扑中的电感是并联关系，那么可以将变压器的励磁电感和这个电感合二为一。另外，把变压器次级输出调整一下，以适应阅读习惯。得到下图：　　这就是最典型的隔离flyback电路了。由于变压器的工作过程是先储存能量后释放，而不是仅仅担负传递能量的角色。故而这个变压器的本质是个耦合电感。采用这个耦合电感来传递能量，不仅可以实现输入与输出的隔离，同时也实现了电压的变换，而不是仅仅靠占空比来调节电压。　　由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实际线路中也会存在杂散电感。当MOS关断时，漏感和杂散电感中的能量会在MOS的漏极产生很高的电压尖峰，从而会导致器件的损坏。故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见的就是增加一个RCD吸收电路。用C来暂存漏感能量，用R来耗散之。　　下面先让我们仿真一下反激flyback电路的工作过程。在使用耦合电感仿真的时候，我们需要知道saber中，耦合电感怎么用。简单的办法，就是选择一个理想的线性变压器，然后设置其电感量来仿真。还有一个办法，就是利用耦合电感K这个模型来仿真。下图是我们用来仿真的电路图，为了让大家能看到元件参数的设置，我把所有元件的关键参数都显示出来了。还有，因为仿真的需要，我把输入和输出共地，实际电路当然是隔离的。　　细心的朋友可能会注意到，变压器的初级电感量是202uH，参与耦合的却只有200uH，那么有2uH是漏感。次级是50uH，没有漏感。变压器的电感比是200：50，那么意味着变压器的匝比NP/NS=2：1设定瞬态扫描，时间10ms，步长10ns，看看稳态时的波形吧：　　下面先简单叙述其工作原理：　　t0时刻，MOS开通。变压器初级电流在输入电压的作用下，线性上升，上升速率为Vin/l1。变压器初级电压感应到次级，整流二极管反向截止。二极管承受反压为Vin/(NP/NS)+Vout。　　t1时刻，MOS关断。 变压器初级电流被强制关断。我们知道电感电流是不能突变的，而现在MOS要强制关断初级电流，那么初级电感就会在MOS关断过程中，在初级侧产生一个感应电动势。根据电磁感应定律，我们知道，这个感应电动势在原理图中是下正上负的。这个感应电动势通过变压器的绕组耦合到次级，由于次级的同名端和初级是反的。所以次级的感应电动势是上正下负。当次级的感应电动势达到输出电压时，次级整流二极管导通。初级电感在MOS开通时储存的能量，通过磁芯耦合到次级电感，然后通过次级线圈释放到次级输出电容中。在向输出电容中转移能量的过程中，由于次级输出电容容量很大，电压基本不变，所以次级电压被箝位在输出电压Vout，那么因为磁芯绕组电压是按匝数的比例关系，所以此时初级侧的电压也被箝位在Vout/(NS/NP)，这里为了简化分析，我们忽略了二极管的正向导通压降。　　现在我们引入一个非常重要的概念，反射电压Vf。反射电压Vf就是次级绕组在向次级整流后的输出电容转移能量时，把次级输出电压按照初次级绕组的匝数比关系反射到初级侧绕组的电压，数值为:Vf=(Vout+Vd)/(NS/NP)，式中，Vd是二极管的正向导通压降。在本例中，Vout约为20V，Vd约为1V，NP/NS=2，那么反射电压约为42V。从波形图上可以证实这一点。那么我们从原理图上可以知道，此时MOS的承受的电压为Vin+Vf。　　也有朋友注意到了，在MOS关断的时候，Vds的波形显示，MOS上的电压远超过Vin+Vf!这是怎么回事呢?这是因为，我们的这个例子中，变压器的初级有漏感。漏感的能量是不会通过磁芯耦合到次级的。那么MOS关断过程中，漏感电流也是不能突变的。漏感的电流变化也会产生感应电动势，这个感应电动势因为无法被次级耦合而箝位，电压会冲的很高。那么为了避免MOS被电压击穿而损坏，所以我们在初级侧加了一个RCD吸收缓冲电路，把漏感能量先储存在电容里，然后通过R消耗掉。当然，这个R不仅消耗漏感能量。因为在MOS关断时，所有绕组都共享磁芯中储存的能量。其实，留意看看，初级配上RCD吸收电路，和次级整流滤波后带一个电阻负载，电路结构完全是相同的。故而初级侧这时候也像一个输出绕组似的，只不过输出的电压是Vf，那么Vf也会在RCD吸收回路的R上产生功率。因此，初级侧的RCD吸收回路的R不要取值太小，以避免Vf在其上消耗过多的能量而降低效率。t3时刻，MOS再次开通，开始下一个周期。那么现在有一个问题。在一个工组周期中，我们看到，初级电感电流随着MOS的关断是被强制关断的。在MOS关断期间，初级电感电流为0，电流是不连续的。那么，是不是我们的这个电路是工作在DCM状态的呢?　　在flyback电路中，CCM和DCM的判断，不是按照初级电流是否连续来判断的。而是根据初、次级的电流合成来判断的。只要初、次级电流不同是为零，就是CCM模式。而如果存在初、次级电流同时为零的状态，就是DCM模式。介于二者之间的就是CRM过渡模式。　　所以根据这个我们从波形图中可以看到，当MOS开通时，次级电流还没有降到零。而MOS开通时，初级电流并不是从零开始上升，故而，这个例子中的电路是工作在CCM模式的。我们说过，CCM模式是能量不完全转移的。也就是说，储存在磁芯中的能量是没有完全释放的。但进入稳态后，每周期MOS开通时新增储存能量是完全释放到次级的。否则磁芯会饱和的。　　在上面的电路中，如果我们增大输出负载的阻值，降低输出电流，可以是电路工作模式进入到DCM状态。为了使输出电压保持不变，MOS的驱动占空比要降低一点。其他参数保持不变。　　同样，设定瞬态扫描，时间10ms，步长10ns，看看稳态时的波形吧：　　t0时刻，MOS开通，初级电流线性上升。　　t1时刻，MOS关断，初级感应电动势耦合到次级向输出电容转移能量。漏感在MOS上产生电压尖峰。输出电压通过绕组耦合，按照匝比关系反射到初级。这些和CCM模式时是一样的。这一状态维持到t2时刻结束。　　t2时刻，次级二极管电流，也就是次级电感电流降到了零。这意味着磁芯中的能量已经完全释放了。那么因为二管电流降到了零，二极管也就自动截止了，次级相当于开路状态，输出电压不再反射回初级了。由于此时MOS的Vds电压高于输入电压，所以在电压差的作用下，MOS的结电容和初级电感发生谐振。谐振电流给MOS的结电容放电。Vds电压开始下降，经过1/4之一个谐振周期后又开始上升。由于RCD箝位电路的存在，这个振荡是个阻尼振荡，幅度越来越小。　　t2到t3时刻，变压器是不向输出电容输送能量的。输出完全靠输出的储能电容来维持。　　t3时刻，MOS再次开通，由于这之前磁芯能量已经完全释放，电感电流为零。所以初级的电流是从零开始上升的。　　从CCM模式和DCM模式的波形中我们可以看到二者波形的区别：　　1，变压器初级电流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。　　2，次级整流管电流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。　　3，MOS的Vds波形，CCM模式，在下一个周期开通前，Vds一直维持在Vin+Vf的平台上。而DCM模式，在下一个周期开通前，Vds会从Vin+Vf这个平台降下来发生阻尼振荡。　　所以，只要有示波器，我们就可以很容易从波形上看出来反激电源是工作在CCM还是DCM状态。　　另外，从DCM的工作波形上，我们也可以得到一些有意义的提示。　　例如，假如我们控制使次级绕组电流降到零的瞬间，开通MOS进入下一个周期。这样可以有效利用占空比，降低初级电流峰值和RMS值。　　这种工作方式就是叫做CRM方式。可以用变频带电流过零检测的IC来控制。例如L等。　　还有一种方式，就是次级电流过零后，MOS结电容和初级电感谐振放电，我们假如让MOS在Vds降到最低点的时候开通，那么可以有效降低容性开通造成的能量损失。这种就是前面提到过的QR准谐振模式。这样的控制IC现在也有很多。
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设计应用分类我们学电源电源看这里电源界第一大公众平台<span style="color: rgb(192, 0, 0); font-family: 宋体; line-height: 28.+电源工程师关注【新朋友】点击标题下面蓝字“电源研发精英圈”快速关注【老朋友】点击右上角按钮，将本文分享到您的朋友圈电源研发精英圈技术交流群（新）：视频教程购买请加小编微信号：gcj5055在学习过程中，自身的努力很重要，那么如果再得到经验丰富前辈的帮助，则更是如虎添翼。本系列文章就从一位电源达人的经验分享整理而来，意在帮助大家更快的学习和理解反激电源的设计。本篇文章将主要对MOS管的一些相关知识进行讲解。　　说是有关MOS管的相关知识，其实是将肖特基、变压器等知识围绕MOS展开，对反激电源的整体设计进行完善。　　频率高低的第二个影响是整个电源板开关的次数，这个开关次数直接影响到：　　1、mos，肖特基的开关损耗。　　2、因变压器的寄生参数影响回路特性。　　3、因开关次数增加，增加了产生谐波的次数，影响EMC。　　针对以上三点，下面来进行较为详细的说明。　　有关mos的损耗，开关损耗自是不必多说，下降上升导通时的各种损耗总和，驱动也就是环路电感，极性电容，驱动电阻，驱动峰值电流等相关问题，电流不大就不复杂，电流大了就要做保护，阶段性关断，管压降检测等就复杂了。　　下面说说MOS环路当中的损耗问题。　　在做电源的时候，变大Rg电阻，有时候效率反而提升，这就是一种mos开关的环路特性。引起这种环路开关特性的原因，主要是由变压器寄生电容和肖特基的寄生电容。导线之间有电压差，就会存在电容特性，对变压器做模型，寄生电容大类别是4种：1、初级的匝间电容和层间电容　　2、次级的匝间电容和层间电容　　3、初级和次级之间的匝电容　　4、线圈和磁芯的电容(这个一般忽略不计)　　肖特基就是规格书上写的电容。而正是因为上面的寄生电容，引起了mos开关的回路特性，有时候加大RG电阻可以得到更高的效率，更好的温升。反激式在mos都有一个采样电阻到cs引脚，现在就从这里的波形来看关于寄生参数。　　图1　　图2　　如图2所示，纯理论上，这个采样电阻上的电压是这样的，这是一种完美波形。但是，实际上在mos开启和关断的时候，两边都有个阻力震荡谐波。在电源中，阻尼震荡基本上都是LC串联形成的，下面仿真下肖特基二极管的寄生电容对电路特性的影响：　　图3　　然后加入变压器次级寄生电感，电路波形则变为：　　图4　　从这里可以看出：　　次级的漏感会和肖特基二极管的寄生电容构成一个阻尼震荡，一个低漏感的变压器可以更好的克制这个阻尼震荡，提升电阻的谐波能力，这个震荡也会影响二极管两侧的尖峰电压。　　下面是一个实际电源在采样电阻上的波形：　　图5　　仿真出来反激式电源的波形：　　图6　　仿真和实际有一些差距，但这个仿真已经能解决前面的问题，有时候加大RG电阻效率反而升高，也就是功率回路问题。　　下面再来看仿真图：　　图7　　接下来调整MOS的开关速度来看对整个寄生参数的影响。上面仿真出来的用的是100ns的开关速度，现在修改为300ns，RG电阻改为12欧，在来看一下波形。　　图8　　从上面给出的图可以说明：　　1、肖特基寄生电容和变压器次级寄生电容会和次级漏感形成一个阻尼震荡；　　2、变压器初级漏感会和初级寄生电容形成一个阻尼震荡；　　3、变压器初级漏感会和mos的DS极间电容形成一个震荡；　　以上是主要部分，忽略线路板和元器件引脚的寄生电感。　　这样一来，变压器次级的寄生电容也可以折射到初级，在一定电容情况下，mos开关的上升沿和下降沿越陡峭，则经过寄生电容的尖峰电流越大，就越大的冲击电流承受到mos上，引起一种功率损耗。　　当mos开关速度越快，电路形成的谐波震荡就越严重，然后引起EMC问题。所以，mos开关的速度在实际电路中不是越快越好，个人认为，当变压器器件工艺已经符合要求的情况下，调整MOS管的RG电阻，找出改变这个电阻最高效率点，确定mos的RG电阻阻值。　　本篇文章主要围绕MOS，对反激电源当中的变压器肖特基等知识进行了较为全面的讲解。于此同时也完成了本系列文章的最后部分。希望大家在阅读过这些文章之后能够对90%效率的反激电源制作有进一步的了解和认识，小编将为大家带来更多精品的文章，欢迎大家持续关注。往期文章电源界第一大公众平台10000+电源工程师关注?如何关注我们？搜微信号“dianyuankaifa”欢迎点击左下方的“写评论”发表意见。点击“阅读原文”查看开关电源视频教程。电源研发精英圈(dianyuankaifa)
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开关电源中,MOS管吸收电路处电容和电阻怎么选择?开关电源中,MOS管吸收电路处的电容容量和电阻阻值怎么选取?吸收处的电容容量加大峰峰值会降下来还是容量减小峰峰值会降下来?吸收处的电阻阻值加大峰峰值会降下来还是电阻阻值减小峰峰值会降下来?它们两个对电源的效率又如何影响?谢谢!
大大謏麿氂
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电容越大、电阻越小吸收越好、尖峰越小,同时也会引起效率下降.峰峰值和过电压的尖峰不是一回事.
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扫描下载二维码单端反激开关电源管电应力超标的几种应对措施
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内容简介：
单端反激结构在几十瓦的小功率开关电源中比较常见。设计过程经常会碰到MOS管电压应力超标的现象，根据我们的调试经验，对这个问题做一分析并提出几种应对方案措施。
单端反激结构在几十瓦的小功率开关电源中比较常见。在其可靠性验证中，初级MOS管DS间承受的电压峰值（下面称应力）是一个重点。设计过程经常会碰到MOS管电压应力超标的现象（一般认为在异常情况下，应力不超过MOS耐压的100%，正常情况下不超过95%，对MOS是安全的）。根据我们的调试经验，对这个问题做一分析并提出几种应对方案措施。
一、初级MOS的电压应力
初级MOS的电压应力一般是由三个方面组成:即是三个数值的叠加。
1.母线上电压峰值（一般是初级滤波电容上的电压峰值）；
2.是次级的反射电压（即是MOS截止时由于电磁感应，次级电压折算到初级线圈的电压值）；
3.是由于变压器漏感，在MOS关断时产生的尖峰。
母线上的电压峰值：这个峰值一般是输入电压的峰值，对于220V市电供电的开关电源，如果考虑&20%的变化范围，其最大值是264V，其因是正弦波，所以峰是264&x&1.414=373.23v.
二、次级的反射电压
这个电压由变压器初级圈数和次级圈数的比值决定。根据经验，反射电压值最好不要大于100V（针对600V的管子和220电网电压）。如果这个值选的过大，可能会给MOS应力控制增加一些压力。另外，反射电压太高，初级线圈的吸收电阻上消耗更多的能量会增加，不利于提高电源效率。但也不要选的太小，不然占空比不能得到充分的利用。（因为反射电压小，意味着初级圈数和次级圈数比值较大，占空比必然会小)。占空比太小，在相同功率下，会增大初级MOS电流的峰值，电流的有效值值也会增加，开关管的导通损耗和变压器集肤效应，临近效应引起的损耗也会增加。总之，这个反射电压的选取，也是一个反复实验权衡的结果。当然，如果效率不是我们最关注的问题，在部件（MOS，变压器）温升尚可接受的前提下，我们尽量还是照顾MOS的电应力要求。
三、漏感尖峰
由于实际变压器都存在漏感，在MOS管关断后，存在漏感中的能量不能传送到次级，因此必然会寻找一个放电通道，初级的RCD吸收就是为此而设。如果没有吸收，从理论上来说，会在MOS的D级对地形成一个无限高的尖峰（当然，实际电路都会存在分布的电容，这个尖峰不会有无限高），因此足够的吸收是相当重要的。一般来说，增大吸收电容，减小吸收电阻，都会有效果，但还要综合考效率，吸收电阻的体积等问题，有时侯，单从吸收电路下手并不能满足MOS电应力的要求。
四、除了更改吸收电路外，还有其它的几种方案可供参考：
1.RCD吸收中的D（二极管),使用所谓的慢管（即慢恢复二极管），可以从一定程度上降低感应出来的尖峰。更换D后，要重新测量D的温升。
2.由于电应力超标一般都发生在异常状态下，此时的占空比一般是处于失控状态，所以此时的初级峰值电流也是比较大的。峰值电流的增大则意味着漏感中存贮的能量增大，MOS关断时，尖峰自然也会变大。因此控制峰值电流对抑制尖峰作用是比较明显的。控制峰值电流的措施一般有：a.控制异常状态时的最大占容比，这对于某些芯片是可行的（如TL3842等);b.增大初级sense电阻（初级取样电阻）值，对于电流控制型的芯片，这个方法是有效的。其机理在于芯片是感知SENSE电阻上的电压来关断MOS的，电阻变大则能较早关断MOS，防止电流冲地过高。但要兼顾输出功率要求。c.增大初级电感量，机理和b类似;d.降低MOS的关断速度，这一般可以从MOS&驱动电路上下手，但同时也应注意MOS的发热量。另外，在初级增加电压初偿也是一个办法，即从初级滤波电容上引电阻到芯片的电流检测（Isense）脚，一定上程度也可以对降低MOS尖峰有效。
&&&&上述各种方案措施的实施后，一定要对的其它指标进行确认，以避免极端优化一个参数，而引起其它参数恶化的现象。
济南市天桥区大桥镇大桥北路77号