使用功率MOSFET管中的开关损耗详解
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使用功率MOSFET管中的开关损耗详解
MOSFET开关损耗1 开通过程中MOSFET开关损耗功率MOSFET的栅极电荷特性如图1所示。值得注意的是：下面的开通过程对应着BUCK变换器上管的开通状态，对于下管是0电压开通，因此开关损耗很小，可以忽略不计。图1 MOSFET开关过程中栅极电荷特性开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为其中：，VGS为PWM栅极驱动器的输出电压，Ron为PWM栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss为MOSFET输入电容，Rg为MOSFET的栅极电阻。VGS电压从0增加到开启阈值电压VTH前，漏极没有电流流过，时间t1为VGS电压从VTH增加到米勒平台电压VGP的时间t2为VGS处于米勒平台的时间t3为t3也可以用下面公式计算：注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统最大电流ID，就保持在电路决定的恒定最大值ID，漏极电压开始下降，MOSFET固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。过了米勒平台后，MOSFET完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。MOSFET开通损耗主要发生在t2和t3时间段。下面以一个具体的实例计算。输入电压12V，输出电压3.3V/6A，开关频率350kHz，PWM栅极驱动器电压为5V，导通电阻1.5&O，关断的下拉电阻为0.5&O，所用的MOSFET为AO4468，具体参数为Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5&O；当VGS=4.5V，Qg=9nC；当VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；当VGS=5V且ID=11.6A，跨导gFS=19S；当VDS=VGS且ID=250&A，VTH=2V；当VGS=4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4m&O。开通时米勒平台电压VGP：计算可以得到电感L=4.7&H.，满载时电感的峰峰电流为1.454A，电感的谷点电流为5.273A，峰值电流为6.727A，所以，开通时米勒平台电压VGP=2+5.273/19=2.278V，可以计算得到：&&&开通过程中产生开关损耗为开通过程中，Crss和米勒平台时间t3成正比，计算可以得出米勒平台所占开通损耗比例为84%，因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOSFET的开关损耗中起主导作用。Ciss=Crss+Cgs，Ciss所对应电荷为Qg。对于两个不同的MOSFET，两个不同的开关管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多时，A管的开关损耗就有可能大于B管。因此在实际选取MOSFET时，需要优先考虑米勒电容Crss的值。减小驱动电阻可以同时降低t3和t2，从而降低开关损耗，但是过高的开关速度会引起EMI的问题。提高栅驱动电压也可以降低t3时间。降低米勒电压，也就是降低阈值开启电压，提高跨导，也可以降低t3时间从而降低开关损耗。但过低的阈值开启会使MOSFET容易受到干扰误导通，增大跨导将增加工艺复杂程度和成本。2 关断过程中MOSFET开关损耗关断的过程如图1所示，分析和上面的过程相同，需注意的就是此时要用PWM驱动器内部的下拉电阻0.5&O和Rg串联计算，同时电流要用最大电流即峰值电流6.727A来计算关断的米勒平台电压及相关的时间值：VGP=2+6.727/19=2.354V。关断过程中产生开关损耗为：Crss一定时，Ciss越大，除了对开关损耗有一定的影响，还会影响开通和关断的延时时间，开通延时为图1中的t1和t2，图2中的t8和t9。图2 断续模式工作波形Coss产生开关损耗与对开关过程的影响1 Coss产生的开关损耗通常，在MOSFET关断的过程中，Coss充电，能量将储存在其中。Coss同时也影响MOSFET关断过程中的电压的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt就越小，这样引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易产生EMI的问题。但是，在硬开关的过程中，Coss又不能太大，因为Coss储存的能量将在MOSFET开通的过程中，放电释放能量，将产生更多的功耗降低系统的整体效率，同时在开通过程中，产生大的电流尖峰。开通过程中大的电流尖峰产生大的电流应力，瞬态过程中有可能损坏MOSFET，同时还会产生电流干扰，带来EMI的问题；另外，大的开通电流尖峰也会给峰值电流模式的PWM控制器带来电流检测的问题，需要更大的前沿消隐时间，防止电流误检测，从而降低了系统能够工作的最小占空比值。Coss产生的损耗为：对于BUCK变换器，工作在连续模式时，开通时MOSFET的电压为输入电源电压。当工作在断续模式时，由于输出电感以输出电压为中心振荡，Coss电压值为开通瞬态时MOSFET的两端电压值，如图2所示。2 Coss对开关过程的影响图1中VDS的电压波形是基于理想状态下，用工程简化方式来分析的。由于Coss存在，实际的开关过程中的电压和电流波形与图1波形会有一些差异，如图3所示。下面以关断过程为例说明。基于理想状态下，以工程简化方式，认为VDS在t7时间段内线性地从最小值上升到输入电压，电流在t8时间段内线性地从最大值下降到0。图3 MOSFET开关过程中实际波形实际过程中，由于Coss影响，大部分电流从MOSFET中流过，流过Coss的非常小，甚至可以忽略不计，因此Coss的充电速度非常慢，电流VDS上升的速率也非常慢。也可以这样理解：正是因为Coss的存在，在关断的过程中，由于电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较低的电压，可以认为是ZVS，即0电压关断，功率损耗很小。同样的，在开通的过程中，由于Coss的存在，电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较高的电压，实际的功率损耗很大。在理想状态的工程简化方式下，开通损耗和关断损耗基本相同，见图1中的阴影部分。而实际的状态下，关断损耗很小而开通损耗很大，见图3中的阴影部分。从上面的分析可以看出：在实际的状态下，Coss将绝大部分的关断损耗转移到开通损耗中，但是总的开关功率损耗基本相同。图4波形可以看到，关断时，VDS的电压在米勒平台起始时，电压上升速度非常慢，在米勒平台快结束时开始快速上升。图4 非连续模式开关过程中波形Coss越大或在DS极额外的并联更大的电容，关断时MOSFET越接近理想的ZVS，关断功率损耗越小，那么更多能量通过Coss转移到开通损耗中。为了使MOSFET整个开关周期都工作于ZVS，必须利用外部的条件和电路特性，实现其在开通过程的ZVS。如同步BUCK电路下侧续流管，由于其寄生的二极管或并联的肖特基二极管先导通，然后续流的同步MOSFET才导通，因此同步MOSFET是0电压导通ZVS，而其关断是自然的0电压关断ZVS，因此同步MOSFET在整个开关周期是0电压的开关ZVS，开关损耗非常小，几乎可以忽略不计，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所产生的导通损耗，选取时只需要考虑RDS（ON）而不需要考虑Crss的值。注意到图1是基于连续电流模式下所得到的波形，对于非连续模式，由于开通前的电流为0，所以，除了Coss放电产生的功耗外，没有开关的损耗，即非连续模式下开通损耗为0。但在实际的检测中，非连续模式下仍然可以看到VGS有米勒平台，这主要是由于Coss的放电电流产生的。Coss放电快，持续的时间短，这样电流迅速降低，由于VGS和ID的受转移特性的约束，所以当电流突然降低时，VGS也会降低，VGS波形前沿的米勒平台处产生一个下降的凹坑，并伴随着振荡。希望看到这里大家都能深入理解功率MOSFET的开关损耗。做照明驱动的朋友都希望自己做的驱动板能达到很高的效率，除开驱动芯片本身的损耗如果加深对MOS管开关的损耗做适当的电路调整我想多多少少也是可以挤出一部分效率来的哦。以下内容详细分析计算开关损耗，并论述实际状态下功率MOSFET的开通过程和自然零电压关断的过程，从而使电子工程师知道哪个参数起主导作用并更加深入理解MOSFET。对提升产品性能应该有所帮助。MOSFET开关损耗1 开通过程中MOSFET开关损耗功率MOSFET的栅极电荷特性如图1所示。值得注意的是：下面的开通过程对应着BUCK变换器上管的开通状态，对于下管是0电压开通，因此开关损耗很小，可以忽略不计。图1 MOSFET开关过程中栅极电荷特性开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为其中：，VGS为PWM栅极驱动器的输出电压，Ron为PWM栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss为MOSFET输入电容，Rg为MOSFET的栅极电阻。VGS电压从0增加到开启阈值电压VTH前，漏极没有电流流过，时间t1为VGS电压从VTH增加到米勒平台电压VGP的时间t2为VGS处于米勒平台的时间t3为t3也可以用下面公式计算：注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统最大电流ID，就保持在电路决定的恒定最大值ID，漏极电压开始下降，MOSFET固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。过了米勒平台后，MOSFET完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。MOSFET开通损耗主要发生在t2和t3时间段。下面以一个具体的实例计算。输入电压12V，输出电压3.3V/6A，开关频率350kHz，PWM栅极驱动器电压为5V，导通电阻1.5&O，关断的下拉电阻为0.5&O，所用的MOSFET为AO4468，具体参数为Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5&O；当VGS=4.5V，Qg=9nC；当VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；当VGS=5V且ID=11.6A，跨导gFS=19S；当VDS=VGS且ID=250&A，VTH=2V；当VGS=4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4m&O。开通时米勒平台电压VGP：计算可以得到电感L=4.7&H.，满载时电感的峰峰电流为1.454A，电感的谷点电流为5.273A，峰值电流为6.727A，所以，开通时米勒平台电压VGP=2+5.273/19=2.278V，可以计算得到：&&&开通过程中产生开关损耗为开通过程中，Crss和米勒平台时间t3成正比，计算可以得出米勒平台所占开通损耗比例为84%，因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOSFET的开关损耗中起主导作用。Ciss=Crss+Cgs，Ciss所对应电荷为Qg。对于两个不同的MOSFET，两个不同的开关管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多时，A管的开关损耗就有可能大于B管。因此在实际选取MOSFET时，需要优先考虑米勒电容Crss的值。减小驱动电阻可以同时降低t3和t2，从而降低开关损耗，但是过高的开关速度会引起EMI的问题。提高栅驱动电压也可以降低t3时间。降低米勒电压，也就是降低阈值开启电压，提高跨导，也可以降低t3时间从而降低开关损耗。但过低的阈值开启会使MOSFET容易受到干扰误导通，增大跨导将增加工艺复杂程度和成本。2 关断过程中MOSFET开关损耗关断的过程如图1所示，分析和上面的过程相同，需注意的就是此时要用PWM驱动器内部的下拉电阻0.5&O和Rg串联计算，同时电流要用最大电流即峰值电流6.727A来计算关断的米勒平台电压及相关的时间值：VGP=2+6.727/19=2.354V。关断过程中产生开关损耗为：Crss一定时，Ciss越大，除了对开关损耗有一定的影响，还会影响开通和关断的延时时间，开通延时为图1中的t1和t2，图2中的t8和t9。图2 断续模式工作波形Coss产生开关损耗与对开关过程的影响1 Coss产生的开关损耗通常，在MOSFET关断的过程中，Coss充电，能量将储存在其中。Coss同时也影响MOSFET关断过程中的电压的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt就越小，这样引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易产生EMI的问题。但是，在硬开关的过程中，Coss又不能太大，因为Coss储存的能量将在MOSFET开通的过程中，放电释放能量，将产生更多的功耗降低系统的整体效率，同时在开通过程中，产生大的电流尖峰。开通过程中大的电流尖峰产生大的电流应力，瞬态过程中有可能损坏MOSFET，同时还会产生电流干扰，带来EMI的问题；另外，大的开通电流尖峰也会给峰值电流模式的PWM控制器带来电流检测的问题，需要更大的前沿消隐时间，防止电流误检测，从而降低了系统能够工作的最小占空比值。Coss产生的损耗为：对于BUCK变换器，工作在连续模式时，开通时MOSFET的电压为输入电源电压。当工作在断续模式时，由于输出电感以输出电压为中心振荡，Coss电压值为开通瞬态时MOSFET的两端电压值，如图2所示。2 Coss对开关过程的影响图1中VDS的电压波形是基于理想状态下，用工程简化方式来分析的。由于Coss存在，实际的开关过程中的电压和电流波形与图1波形会有一些差异，如图3所示。下面以关断过程为例说明。基于理想状态下，以工程简化方式，认为VDS在t7时间段内线性地从最小值上升到输入电压，电流在t8时间段内线性地从最大值下降到0。图3 MOSFET开关过程中实际波形实际过程中，由于Coss影响，大部分电流从MOSFET中流过，流过Coss的非常小，甚至可以忽略不计，因此Coss的充电速度非常慢，电流VDS上升的速率也非常慢。也可以这样理解：正是因为Coss的存在，在关断的过程中，由于电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较低的电压，可以认为是ZVS，即0电压关断，功率损耗很小。同样的，在开通的过程中，由于Coss的存在，电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较高的电压，实际的功率损耗很大。在理想状态的工程简化方式下，开通损耗和关断损耗基本相同，见图1中的阴影部分。而实际的状态下，关断损耗很小而开通损耗很大，见图3中的阴影部分。从上面的分析可以看出：在实际的状态下，Coss将绝大部分的关断损耗转移到开通损耗中，但是总的开关功率损耗基本相同。图4波形可以看到，关断时，VDS的电压在米勒平台起始时，电压上升速度非常慢，在米勒平台快结束时开始快速上升。图4 非连续模式开关过程中波形Coss越大或在DS极额外的并联更大的电容，关断时MOSFET越接近理想的ZVS，关断功率损耗越小，那么更多能量通过Coss转移到开通损耗中。为了使MOSFET整个开关周期都工作于ZVS，必须利用外部的条件和电路特性，实现其在开通过程的ZVS。如同步BUCK电路下侧续流管，由于其寄生的二极管或并联的肖特基二极管先导通，然后续流的同步MOSFET才导通，因此同步MOSFET是0电压导通ZVS，而其关断是自然的0电压关断ZVS，因此同步MOSFET在整个开关周期是0电压的开关ZVS，开关损耗非常小，几乎可以忽略不计，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所产生的导通损耗，选取时只需要考虑RDS（ON）而不需要考虑Crss的值。注意到图1是基于连续电流模式下所得到的波形，对于非连续模式，由于开通前的电流为0，所以，除了Coss放电产生的功耗外，没有开关的损耗，即非连续模式下开通损耗为0。但在实际的检测中，非连续模式下仍然可以看到VGS有米勒平台，这主要是由于Coss的放电电流产生的。Coss放电快，持续的时间短，这样电流迅速降低，由于VGS和ID的受转移特性的约束，所以当电流突然降低时，VGS也会降低，VGS波形前沿的米勒平台处产生一个下降的凹坑，并伴随着振荡。希望看到这里做照明驱动的朋友都希望自己做的驱动板能达到很高的效率，除开驱动芯片本身的损耗如果加深对MOS管开关的损耗做适当的电路调整我想多多少少也是可以挤出一部分效率来的哦。以下内容详细分析计算开关损耗，并论述实际状态下功率MOSFET的开通过程和自然零电压关断的过程，从而使电子工程师知道哪个参数起主导作用并更加深入理解MOSFET。对提升产品性能应该有所帮助。 MOSFET开关损耗1 开通过程中MOSFET开关损耗功率MOSFET的栅极电荷特性如图1所示。值得注意的是：下面的开通过程对应着BUCK变换器上管的开通状态，对于下管是0电压开通，因此开关损耗很小，可以忽略不计。图1 MOSFET开关过程中栅极电荷特性开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为其中：，VGS为PWM栅极驱动器的输出电压，Ron为PWM栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss为MOSFET输入电容，Rg为MOSFET的栅极电阻。VGS电压从0增加到开启阈值电压VTH前，漏极没有电流流过，时间t1为VGS电压从VTH增加到米勒平台电压VGP的时间t2为VGS处于米勒平台的时间t3为t3也可以用下面公式计算：注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统最大电流ID，就保持在电路决定的恒定最大值ID，漏极电压开始下降，MOSFET固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。过了米勒平台后，MOSFET完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。MOSFET开通损耗主要发生在t2和t3时间段。下面以一个具体的实例计算。输入电压12V，输出电压3.3V/6A，开关频率350kHz，PWM栅极驱动器电压为5V，导通电阻1.5&O，关断的下拉电阻为0.5&O，所用的MOSFET为AO4468，具体参数为Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5&O；当VGS=4.5V，Qg=9nC；当VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；当VGS=5V且ID=11.6A，跨导gFS=19S；当VDS=VGS且ID=250&A，VTH=2V；当VGS=4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4m&O。开通时米勒平台电压VGP：计算可以得到电感L=4.7&H.，满载时电感的峰峰电流为1.454A，电感的谷点电流为5.273A，峰值电流为6.727A，所以，开通时米勒平台电压VGP=2+5.273/19=2.278V，可以计算得到：&&&开通过程中产生开关损耗为开通过程中，Crss和米勒平台时间t3成正比，计算可以得出米勒平台所占开通损耗比例为84%，因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOSFET的开关损耗中起主导作用。Ciss=Crss+Cgs，Ciss所对应电荷为Qg。对于两个不同的MOSFET，两个不同的开关管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多时，A管的开关损耗就有可能大于B管。因此在实际选取MOSFET时，需要优先考虑米勒电容Crss的值。减小驱动电阻可以同时降低t3和t2，从而降低开关损耗，但是过高的开关速度会引起EMI的问题。提高栅驱动电压也可以降低t3时间。降低米勒电压，也就是降低阈值开启电压，提高跨导，也可以降低t3时间从而降低开关损耗。但过低的阈值开启会使MOSFET容易受到干扰误导通，增大跨导将增加工艺复杂程度和成本。2 关断过程中MOSFET开关损耗关断的过程如图1所示，分析和上面的过程相同，需注意的就是此时要用PWM驱动器内部的下拉电阻0.5&O和Rg串联计算，同时电流要用最大电流即峰值电流6.727A来计算关断的米勒平台电压及相关的时间值：VGP=2+6.727/19=2.354V。关断过程中产生开关损耗为：Crss一定时，Ciss越大，除了对开关损耗有一定的影响，还会影响开通和关断的延时时间，开通延时为图1中的t1和t2，图2中的t8和t9。图2 断续模式工作波形Coss产生开关损耗与对开关过程的影响1 Coss产生的开关损耗通常，在MOSFET关断的过程中，Coss充电，能量将储存在其中。Coss同时也影响MOSFET关断过程中的电压的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt就越小，这样引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易产生EMI的问题。但是，在硬开关的过程中，Coss又不能太大，因为Coss储存的能量将在MOSFET开通的过程中，放电释放能量，将产生更多的功耗降低系统的整体效率，同时在开通过程中，产生大的电流尖峰。开通过程中大的电流尖峰产生大的电流应力，瞬态过程中有可能损坏MOSFET，同时还会产生电流干扰，带来EMI的问题；另外，大的开通电流尖峰也会给峰值电流模式的PWM控制器带来电流检测的问题，需要更大的前沿消隐时间，防止电流误检测，从而降低了系统能够工作的最小占空比值。Coss产生的损耗为：对于BUCK变换器，工作在连续模式时，开通时MOSFET的电压为输入电源电压。当工作在断续模式时，由于输出电感以输出电压为中心振荡，Coss电压值为开通瞬态时MOSFET的两端电压值，如图2所示。2 Coss对开关过程的影响图1中VDS的电压波形是基于理想状态下，用工程简化方式来分析的。由于Coss存在，实际的开关过程中的电压和电流波形与图1波形会有一些差异，如图3所示。下面以关断过程为例说明。基于理想状态下，以工程简化方式，认为VDS在t7时间段内线性地从最小值上升到输入电压，电流在t8时间段内线性地从最大值下降到0。图3 MOSFET开关过程中实际波形实际过程中，由于Coss影响，大部分电流从MOSFET中流过，流过Coss的非常小，甚至可以忽略不计，因此Coss的充电速度非常慢，电流VDS上升的速率也非常慢。也可以这样理解：正是因为Coss的存在，在关断的过程中，由于电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较低的电压，可以认为是ZVS，即0电压关断，功率损耗很小。同样的，在开通的过程中，由于Coss的存在，电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较高的电压，实际的功率损耗很大。在理想状态的工程简化方式下，开通损耗和关断损耗基本相同，见图1中的阴影部分。而实际的状态下，关断损耗很小而开通损耗很大，见图3中的阴影部分。从上面的分析可以看出：在实际的状态下，Coss将绝大部分的关断损耗转移到开通损耗中，但是总的开关功率损耗基本相同。图4波形可以看到，关断时，VDS的电压在米勒平台起始时，电压上升速度非常慢，在米勒平台快结束时开始快速上升。图4 非连续模式开关过程中波形Coss越大或在DS极额外的并联更大的电容，关断时MOSFET越接近理想的ZVS，关断功率损耗越小，那么更多能量通过Coss转移到开通损耗中。为了使MOSFET整个开关周期都工作于ZVS，必须利用外部的条件和电路特性，实现其在开通过程的ZVS。如同步BUCK电路下侧续流管，由于其寄生的二极管或并联的肖特基二极管先导通，然后续流的同步MOSFET才导通，因此同步MOSFET是0电压导通ZVS，而其关断是自然的0电压关断ZVS，因此同步MOSFET在整个开关周期是0电压的开关ZVS，开关损耗非常小，几乎可以忽略不计，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所产生的导通损耗，选取时只需要考虑RDS（ON）而不需要考虑Crss的值。注意到图1是基于连续电流模式下所得到的波形，对于非连续模式，由于开通前的电流为0，所以，除了Coss放电产生的功耗外，没有开关的损耗，即非连续模式下开通损耗为0。但在实际的检测中，非连续模式下仍然可以看到VGS有米勒平台，这主要是由于Coss的放电电流产生的。Coss放电快，持续的时间短，这样电流迅速降低，由于VGS和ID的受转移特性的约束，所以当电流突然降低时，VGS也会降低，VGS波形前沿的米勒平台处产生一个下降的凹坑，并伴随着振荡。希望看到这里使用功率MOSFET管中的开关损耗详解大家都能深入理解功率MOSFET的开关损耗。大家都能深入理解功率MOSFET的开关损耗。上一篇：下一篇：
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开关电源上的MOS管选择方法
来源：互联网
作者：秩名日 14:54
[导读] MOS管最常见的应用可能是电源中的开关元件，此外，它们对电源输出也大有裨益。服务器和通信设备等应用一般都配置有多个并行电源，以支持N+1 冗余与持续工作 （图1）。各并行电源
　　MOS管最常见的应用可能是电源中的开关元件，此外，它们对电源输出也大有裨益。服务器和通信设备等应用一般都配置有多个并行电源，以支持N+1 冗余与持续工作 （图1）。各并行电源平均分担负载，确保系统即使在一个电源出现故障的情况下仍然能够继续工作。不过，这种架构还需要一种方法把并行电源的输出连接在一起，并保证某个电源的故障不会影响到其它的电源。在每个电源的输出端，有一个功率MOS管可以让众电源分担负载，同时各电源又彼此隔离。起这种作用的MOS管被称为&ORing&FET，因为它们本质上是以 &OR& 逻辑来连接多个电源的输出。
　　图1：用于针对N+1冗余拓扑的并行电源控制的MOS管 在ORing FET应用中，MOS管的作用是开关器件，但是由于服务器类应用中电源不间断工作，这个开关实际上始终处于导通状态。其开关功能只发挥在启动和关断，以及电源出现故障之时。
　　相比从事以开关为核心应用的设计人员，ORing FET应用设计人员显然必需关注MOS管的不同特性。以服务器为例，在正常工作期间，MOS管只相当于一个导体。因此，ORing FET应用设计人员最关心的是最小传导损耗。
　　低RDS（ON） 可把BOM及PCB尺寸降至最小
　　一般而言，MOS管制造商采用RDS（ON） 参数来定义导通阻抗;对ORing FET应用来说，RDS（ON） 也是最重要的器件特性。数据手册定义RDS（ON） 与栅极 （或驱动） 电压 VGS 以及流经开关的电流有关，但对于充分的栅极驱动，RDS（ON） 是一个相对静态参数。
　　若设计人员试图开发尺寸最小、成本最低的电源，低导通阻抗更是加倍的重要。在电源设计中，每个电源常常需要多个ORing MOS管并行工作，需要多个器件来把电流传送给负载。在许多情况下，设计人员必须并联MOS管，以有效降低RDS（ON）。
　　需谨记，在 DC 电路中，并联电阻性负载的等效阻抗小于每个负载单独的阻抗值。比如，两个并联的2&O 电阻相当于一个1&O的电阻。因此，一般来说，一个低RDS（ON） 值的MOS管，具备大额定电流，就可以让设计人员把电源中所用MOS管的数目减至最少。
　　除了RDS（ON）之外，在MOS管的选择过程中还有几个MOS管参数也对电源设计人员非常重要。许多情况下，设计人员应该密切关注数据手册上的安全工作区（SOA）曲线，该曲线同时描述了漏极电流和漏源电压的关系。基本上，SOA定义了MOSFET能够安全工作的电源电压和电流。在ORing FET应用中，首要问题是：在&完全导通状态&下FET的电流传送能力。实际上无需SOA曲线也可以获得漏极电流值。
　　若设计是实现热插拔功能，SOA曲线也许更能发挥作用。在这种情况下，MOS管需要部分导通工作。SOA曲线定义了不同脉冲期间的电流和电压限值。
　　注意刚刚提到的额定电流，这也是值得考虑的热参数，因为始终导通的MOS管很容易发热。另外，日渐升高的结温也会导致RDS（ON）的增加。MOS管数据手册规定了热阻抗参数，其定义为MOS管封装的半导体结散热能力。R&JC的最简单的定义是结到管壳的热阻抗。细言之，在实际测量中其代表从器件结（对于一个垂直MOS管，即裸片的上表面附近）到封装外表面的热阻抗，在数据手册中有描述。若采用PowerQFN封装，管壳定义为这个大漏极片的中心。因此，R&JC 定义了裸片与封装系统的热效应。R&JA 定义了从裸片表面到周围环境的热阻抗，而且一般通过一个脚注来标明与PCB设计的关系，包括镀铜的层数和厚度。
　　开关电源中的MOS管　　现在让我们考虑开关电源应用，以及这种应用如何需要从一个不同的角度来审视数据手册。从定义上而言，这种应用需要MOS管定期导通和关断。同时，有数十种拓扑可用于开关电源，这里考虑一个简单的例子。DC-DC电源中常用的基本降压转换器依赖两个MOS管来执行开关功能（图2），这些开关交替在电感里存储能量，然后把能量释放给负载。目前，设计人员常常选择数百kHz乃至1 MHz以上的频率，因为频率越高，磁性元件可以更小更轻。
　　图2：用于开关电源应用的MOS管对。（DC-DC控制器）
　　显然，电源设计相当复杂，而且也没有一个简单的公式可用于MOS管的评估。但我们不妨考虑一些关键的参数，以及这些参数为什么至关重要。传统上，许多电源设计人员都采用一个综合品质因数（栅极电荷QG &导通阻抗RDS（ON））来评估MOS管或对之进行等级划分。
　　栅极电荷和导通阻抗之所以重要，是因为二者都对电源的效率有直接的影响。对效率有影响的损耗主要分为两种形式--传导损耗和开关损耗。
　　栅极电荷是产生开关损耗的主要原因。栅极电荷单位为纳库仑（nc），是MOS管栅极充电放电所需的能量。栅极电荷和导通阻抗RDS（ON） 在半导体设计和制造工艺中相互关联，一般来说，器件的栅极电荷值较低，其导通阻抗参数就稍高。
　　开关电源中第二重要的MOS管参数包括输出电容、阈值电压、栅极阻抗和雪崩能量。
　　某些特殊的拓扑也会改变不同MOS管参数的相关品质，例如，可以把传统的同步降压转换器与谐振转换器做比较。谐振转换器只在VDS （漏源电压）或ID （漏极电流）过零时才进行MOS管开关，从而可把开关损耗降至最低。这些技术被成为软开关或零电压开关（ZVS）或零电流开关（ZCS）技术。由于开关损耗被最小化，RDS（ON） 在这类拓扑中显得更加重要。
　　低输出电容（COSS）值对这两类转换器都大有好处。谐振转换器中的谐振电路主要由变压器的漏电感与COSS决定。此外，在两个MOS管关断的死区时间内，谐振电路必须让COSS完全放电。
　　低输出电容也有利于传统的降压转换器（有时又称为硬开关转换器），不过原因不同。因为每个硬开关周期存储在输出电容中的能量会丢失，反之在谐振转换器中能量反复循环。因此，低输出电容对于同步降压调节器的低边开关尤其重要。
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