倍压整流电路,倍压整流电路的分类,倍压整流电路参数指标等|捷配电子通
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倍压整流电路的原理
　　下面以电路1为例简单说明工作原理：
　　当变压器次级输出为上正下负时，电流流向如图所示。变压器向上臂三个电容充电储能。当变压器次级输出为上负下正时，电流流向如图所示。上臂电容通过变压器次级向下臂充电。
　　如果不带负载，稳态时，除了最左边的那个电容，其他每个电容上的电压为2U，所以总的输出电压为6U。事实上，由于高阶倍压整流电路带载能力很差，输出很小的功率就会导致输出电压的大幅度跌落。假设输出电流为I，每个电容的容量相同，为C，交流电源频率为f，则电压跌落为：
　　输出电压纹波为：
倍压整流电路的优缺点分析
　　倍压整流电路有多种结构，各有优缺点。常见电路如下：
　　这三个电路都是6倍压整流电路，各有特点。我们通常称每2倍为一阶，用N表示，上述电路都是3阶，即N=3。如果希望输出电压极性不同，只要将所有的二极管反向就可以了。
　　电路1的优点是每个电容上的电压不会超过变压器次级峰值电压U的两倍，即2U，所以可以选用耐压较低的电容。缺点是电容是串联放电，纹波大。
　　电路2的优点是纹波小，缺点是对电容的耐压要求高，随着N的增大，电容的电压应力随之增加。图中最后一个电容的电压达到了6U。
　　电路3是电路1的改进，优点是纹波比电路1小很多，电容电压应力不超过2U。缺点是电路复杂。
倍压整流电路的典型应用
　　（1）16 英寸黑白电视机输出电路，由于显像管电子束电流很小（约几百微安），高压采用倍压整流，如图2中， B2为逆程变压器，B2和BG5~BG7、C4~C6为倍压整流电路。
　　（2）通用示波器的主机高压电源包括一路正高 压两路负高压，电路采用“高频高压”方式，基本电路如图3。
　　BG1、L1、L2和C1组成高频振荡器、振荡信号在L3、L4上升高压，经C3~C7、BG7~BG11五倍压整流，R1、C10滤波后输出正高压供给加速成阳极。BG6半波整流，C8、C9和R2π型滤波，获得负高压供给阴极。
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倍压整流电路相关技术资料
倍压整流电路相关词条查看: 20231|回复: 99
高压倍压整流试验，效果还不错。
本帖最后由 bg1trk 于
23:52 编辑
朋友送了个老式电子管设备上的电源变压器，上海仪表变压器厂出品，BD-84-3，低压5V、6.5V、10V、16V、22V，高压110V、130V、300V。
闲的没事接6P3P胆机上试了试，300V绕组桥式整流，带载后电压跌落至250V左右，这个绕组线径太细，放弃。
从外观看130V绕组线径比较粗，大概0.5mm左右，算了算带个三四百毫安没问题。于是接成倍压整流试了试，电路图如下：
倍压整流.jpg (39.13 KB, 下载次数: 47)
23:01 上传
带载后高压310V（电源入端接有调压器，仪表显示的电压稍低是因为拍片时电源电压调的稍低），测试两小时，变压器45度左右。旁边那个144铁芯的大变压器温度能到50度，这个才45度，还不错。
测试参数：
空载AC--134V，DC--380V。
带载AC--129V，DC--310V。
基本与全波、桥式整流的计算公式差不多，电压值乘2。
空载U=2√2E，满载U=2*1.2*E
2.JPG (80.44 KB, 下载次数: 23)
23:01 上传
1.JPG (74.68 KB, 下载次数: 22)
23:01 上传
6P3P单端最近当负载用，用各种电源反复折腾。变压器+胆管整流、变压器+晶体管全波整流、好几种开关电源，这次又用了倍压整流，我这木耳朵听不出声音上有什么显著变化。
补充内容 ( 12:22):
我这市电电压240V，直接接市电，各个输出电压超标。做了个小改动，在14#。
发个牢骚，论坛程序留给编辑、修改帖子的时间太短，稍隔一段时间就无法编辑，不方便补充后续内容，不太方便。
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感谢楼主又为胆友们做了一项有益的实验
印象当中，北京825电视的后续型号就是倍压整流
直接架桥不好吗？效率高。
好活儿！实践是检验真理的唯一标准。
哈哈，要是能听出明显声音变化，估计是得去趟耳鼻喉科了！
那个44.8v显示的是什么电压？
本帖最后由 bg1trk 于
23:45 编辑
浑身是胆雄赳赳 发表于
直接架桥不好吗？效率高。
“300V绕组桥式整流，带载后电压跌落至250V左右，这个绕组线径太细，放弃。”
次高压只有130V，倍压整流，直流高压正合适。
中庸 发表于
好活儿！实践是检验真理的唯一标准。
哈哈，要是能听出明显声音变化，估计是得去趟耳鼻喉科了！
那个44.8 ...
图片不清晰您可能没看清，44.8是温度，铁芯温度44.8C°
早先测试了一个144铁芯的“大个”变压器，长时间工作大概50度。为了定量对比，这个变压器测试时一直插着测温头。
图1.图2带负载有差别吗?.
楼主用实验说话，有图有数据，结论可靠。是对待科学的态度，支持。还是那句老话，大胆假设，小心求证。
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现在大容量的电容和低内阻整流器件很便宜，小电流使用倍压整流是个不错的方案。
可达 发表于
印象当中，北京825电视的后续型号就是倍压整流
是的，以前家里的电视机就是825，正规厂家的设计，完全不用高压开关，十几个电子管好好的，看来阴极中毒一说根据不大。
jiangqishan8 发表于
图1.图2带负载有差别吗?.
两种都试了试，最开始用的是图一，换成图二后没再改回来，没什么差别。帖子里提到的几个数是图二电路上实测的。
谢谢楼主的实验&&，收藏了。& && && && && && && && && &
测试时用调压器将电源电压调到220V，整流后各个输出电压还算合适。我这市电是240V，直接接市电，高压升到350V、灯丝7.2V，超标了！
将变压器剩余的一个22V独立绕组串入初级，初级标称改为240V，再接市电各个电压降到正常范围内。
修改初级前后电压对比.jpg (27.2 KB, 下载次数: 33)
12:17 上传
老电子管电视北京牌825-2就是这种电路。
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(C)2017 列表网&琼ICP备号-12&增值电信业务经营许可证B2-&李树芃, 等. 新型三相倍压整流电路的研究与实现[J]. 西安工程大学学报, ): 783-790.
LIU Cuicui,
LI Shupeng, et al.Research and implementation of the new type three-phase voltage doubling rectifier circuit[J]. Journal of Xi′an Polytechnic University, ): 783-790.
新型三相倍压整流电路的研究与实现
1. 陕西省电力科学研究院, 陕西 西安 710054;
2. 西安工程大学, 电子信息学院, 陕西 西安 710048
基金项目: 国网陕西省电力公司科技项目（2014KJ-118）
刘翠翠(1991-),女,山西省临汾市人,西安工程大学硕士研究生,研究方向为控制理论与控制工程.E-mail:
为解决设计工频整流电路时，需要较高的直流输出电压且整体电路的设备小型化及大功率输出的问题，提出利用一种新型的三相非隔离倍压整流电路，省去了输入变压器，仅通过二极管及电容组成的倍压电路实现倍压整流.给出该新型电路的拓扑结构，并分析该电路的4种工作模式和电路参数对电路性能的影响.通过在PSIM仿真平台搭建仿真模型，并在此基础上进行电路实现，验证了该电路拓扑的正确性、可行性和实用性.
工频整流&&&&
大功率&&&&
直流高压&&&&
Research and implementation of the new type three-phase voltage doubling rectifier circuit
LIU Cuicui2,
LI Shupeng1,
HAN Ruigang2,
CHEN Zenglu2,
WEI Jianhua2
1. Shaanxi Province Electric Power Research Institute, Xi'an 710054, China
2. School of Electronics and Information, Xi'an Polytechnic University, Xi'an 710048, China
Abstract: In order to achieve the higher DC output voltage and high power output of the whole circuit, the power frequency rectifier circuit is required, a new type of three-phase non-isolated voltage doubling rectifier circuit without the input transformer was proposed, only by diode and capacitor. The topology structure of the new circuit is given, the four different kinds of working modes of the circuit are analyzed in detail, and the influence of circuit parameters on the performance of the circuit is discussed. By building the simulation model in PSIM simulation platform, then the circuit is realized on the basis of this.The correctness, feasibility and practicability of the circuit topology are verified by the actual simulation and experimental results.
Key words:
three-phase&&&&
double voltage&&&&
power frequency rectifier&&&&
high power&&&&
DC high voltage&&&&
在电力电子变换电路中,不可控整流电路的应用前景广泛．当整流负载容量较大,电压较高,或要求直流电压脉动较小时,多采用三相桥式整流电路[-]．在研究20kW电压暂变测试装置时,为了实现三相输出相电压任意独立控制(0～140%额定电压),研究者需要用到±500V非隔离20kW直流电源．当需要更高的直流电压时,经常用到倍压整流电路．研究单相倍压整流电路的文献较多,但是单相倍压整流电路不适用于较大功率的应用场合[-]．文献[]研究了一种单相倍压整流电路,用于150kV高压小电流逆变电源．在很多工程应用的场合下,需要使用大容量的高压直流电压;关于这方面的研究文献较少．
本文提出一种新型的三相倍压不可控整流电路．该电路拓扑完全由二极管和电容组成,在三相电源时可实现整流输出直流电压达到线电压峰值的2倍．分析电路的拓扑几种不同的工作模式,并通过仿真和实验验证了该拓扑．
1 电路拓扑及工作原理
为三相倍压整流电路主电路拓扑．该电路由三相进线电感、升压电路、整流电路和滤波电路4部分组成．其中,三相进线电感由电感L1、L2、L3组成;升压电路由6个升压电容C1、C2、C3、C4、C5、C6与6个二极管VD2、VD3、VD6、VD7、VD10、VD11组成,3个二极管半桥的中点连接在一起组成虚构的电源中性点“N1”,整流电路的6个二极管中VD1、VD5、VD9共阴极连接,VD4、VD8、VD12共阳极连接;滤波电路由两个串联的电容C7、C8组成,记C7、C8的中点为“N2”．
1 三相倍压整流电路主电路拓扑
The main circuit topology of three phase double voltage rectifier circuit
该电路的输入是三相正弦交流相电压ua,ub,uc,其有效值为U,峰值为$\sqrt{2}$U,各单相之间的相位互差120°,频率为50Hz[]．三相电源的中性点记为点“N*”．输出为直流电压ud．当点“N*”、“N1”和“N2”的连接方式不同时,电路有4种不同的工作模式.
1.1 工作模式Ⅰ
如果将三相电源的中性点“N*”、3组二极管半桥的中点“N1”,以及C7和C8的中点“N2”3者连接在一起,此时的电路的升压部分相当于3个独立的单相倍压整流电路,工作模式Ⅰ的工作原理图如所示,从可以看出，以A相为例．
在ua的正半周[],如(a)所示,电流ia从ua的上端流出经电感L1后分为电流ia1和ia2．其中,ua与C1的正电压相叠加后,由电流ia1经二极管VD1向电容C7充电,并经“N*”返回ua的下端;显然,C7上将得到ua电压峰值的两倍2$\sqrt{2}$U;另一方面,ua与L1,C2及VD3形成回路,由ia2向C2充电,C2上得到ua的电压峰值$\sqrt{2}$U．
2 工作模式Ⅰ的工作原理图
Working principle diagram in working mode one
在ua的负半周[],如(b)所示,电流ia从ua的下端流出后分为电流ia3和ia4．其中,ua与C2的负电压相叠加后,由电流ia4经电容C2和二极管VD4向C8充电,并经L1返回ua的上端;显然,C8上将得到ua电压峰值的两倍2$\sqrt{2}$U．另一方面,ua与VD2,C1及L1形成回路,由ia3向C1充电,C1上得到ua的电压峰值$\sqrt{2}$U．
在ua的正半周,C1放电并与ua一起向C7充电,同时向C2充电;在ua的负半周,C2放电并与ua一起向C8充电,同时向C1充电[]．稳态平衡时,C1和C2上分别维持一个直流电压$\sqrt{2}$U,其值大约为ua的峰值;C7和C8上将分别得到ua电压峰值的两倍,输出直流电压将为ua电压峰值的四倍4$\sqrt{2}$U．
B、C两相的工作原理完全与A相相同．不同的是,A、B、C三相电压的正半周分别通过VD1，VD5，VD9向C7充电;A、B、C三相电压的负半周分别通过VD4,VD8,VD12向C8充电．工作模式Ⅰ下的各点电压波形如所示.从可以看出，假设升压电容足够大,且负载电流足够小．在各点电压均以“N*”为参考点,且有ud=uP-uN．ua1，ub1，uc1分别是ua，ub，uc向上平移了一个$\sqrt{2}$U,ua2,ub2,uc2分别是ua,ub,uc向下平移了一个$\sqrt{2}$U;uP=uC7取ua1,ub1,uc1的上峰值,uN=uC8取ua2,ub2,uc2的下峰值．
3 工作模式Ⅰ下的各点电压波形
The voltage waveforms of each point in the working mode one
稳态平衡时分别有如下式(1)和式(2)两式,亦如所示．
$\left\{ \begin{matrix}
{{u}_{a1}}={{u}_{a}}+\sqrt{2}U
{{u}_{b1}}={{u}_{b}}+\sqrt{2}U
{{u}_{c1}}={{u}_{c}}+\sqrt{2}U
\end{matrix} \right.,\left\{ \begin{matrix}
{{u}_{a2}}={{u}_{a}}-\sqrt{2}U
{{u}_{b2}}={{u}_{b}}-\sqrt{2}U
{{u}_{c2}}={{u}_{c}}-\sqrt{2}U
\end{matrix} \right.$
$\left\{ \begin{matrix}
{{u}_{P}}=max\left\{ \begin{matrix}
{{u}_{a1}} & {{u}_{b1}} & {{u}_{c1}}
\end{matrix} \right\}\le 2\sqrt{2}U.
{{u}_{N}}=min\left\{ \begin{matrix}
{{u}_{a2}} & {{u}_{b2}} & {{u}_{c2}}
\end{matrix} \right\}\ge -2\sqrt{2}U
{{u}_{d}}={{u}_{P}}-{{u}_{N}}\le 4\sqrt{2}U
\end{matrix} \right.$
1.2 工作模式Ⅱ
三相电源的中性点“N*”与3组二极管半桥的中点“N1”连接在一起,但不与C7和C8的中点“N2”相连,工作模式Ⅱ的工作原理图如所示．从可以看出，向电容C1,C2,C3,C4,C5和C6充电的过程与工作模式Ⅰ相同,因此ua1,ub1,uc1和ua2,ub2,uc2的波形亦与相同;由于“N1”和“N2”没有连接,使得向C7和C8充电的过程有所不同．
4 工作模式Ⅱ工作原理图
Figure 4 Working principle diagram in working mode two
工作模式Ⅱ下的各点电压波形，如所示,一个工频周期分为6个等分时间区间,分别记为① 、② 、③ 、④ 、⑤ 、⑥ ;以区间3为例,此时ua1，ub1和uc1中ub1电位最高,由VD1，VD5和VD9组成的正半波三相整流半桥中VD5导通,uP取ub1;ua2，ub2和uc2中uc2电位最低,由VD4，VD8和VD12组成的负半波三相整流半桥中VD12导通,uN取uc2;得到
$\left\{ \begin{matrix}
{{u}_{P}}={{u}_{b1}}={{u}_{b}}+\sqrt{2}U,
{{u}_{N}}={{u}_{c2}}={{u}_{c}}-\sqrt{2}U,
{{u}_{d}}={{u}_{PN}}={{u}_{P}}-{{u}_{N}}={{u}_{bc}}+2\sqrt{2}U.
\end{matrix} \right.$
C7和C8共同由ub1和uc2充电,C7和C8上分别为ud电压的一半,
${{u}_{C7}}={{u}_{C8}}=\frac{{{u}_{PN}}}{2}=\frac{{{u}_{ab}}}{2}+\sqrt{2}U$
依此类推,在① 、② 、③ 、④ 、⑤ 、⑥ 6个区间中分别依此得到各点电压如下式,同时示与．
$\left\{ \begin{align}
& {{u}_{P}}={{u}_{a1}}={{u}_{a}}+2U,{{u}_{N}}={{u}_{b2}}={{u}_{b}}-2U,{{u}_{d}}={{u}_{ab}}+22U,\left( 区间① \right) \\
& {{u}_{P}}={{u}_{a1}}={{u}_{a}}+2U,{{u}_{N}}={{u}_{c2}}={{u}_{c}}-2U,{{u}_{d}}={{u}_{ac}}+22U,\left( 区间② \right) \\
& {{u}_{P}}={{u}_{b1}}={{u}_{b}}+2U,{{u}_{N}}={{u}_{c2}}={{u}_{c}}-2U,{{u}_{d}}={{u}_{bc}}+22U,\left( 区间③ \right) \\
& {{u}_{P}}={{u}_{b1}}={{u}_{b}}+2U,{{u}_{N}}={{u}_{a2}}={{u}_{a}}-2U,{{u}_{d}}={{u}_{ba}}+22U,\left( 区间④ \right) \\
& {{u}_{P}}={{u}_{c1}}={{u}_{c}}+2U,{{u}_{N}}={{u}_{a2}}={{u}_{a}}-2U,{{u}_{d}}={{u}_{ca}}+22U,\left( 区间⑤ \right) \\
& {{u}_{P}}={{u}_{c1}}={{u}_{c}}+2U,{{u}_{N}}={{u}_{b2}}={{u}_{b}}-2U,{{u}_{d}}={{u}_{cb}}+22U,\left( 区间⑥ \right) \\
\end{align} \right.$
5 工作模式Ⅱ下的各点电压波形
The voltage waveforms of each point in working mode two
事实上,当C7和C8较大且负载电流较小时,电容C7和C8上的电压均为相电压峰值与三相线电压的峰值一半的和;输出直流电压Ud为相电压峰值的2倍与三相线电压峰值的和．
1.3 工作模式Ⅲ
当3组二极管半桥的中点“N1”与C7和C8的中点“N2”相连(不与三相电源的中性点“N*”相连)时,倍压整流电路处于工作模式Ⅲ．电路的工作原理图与和类似,不再重复画出．由于“N*”与“N1”没有相连,向电容C1,C2,C3,C4,C5和C6充电的过程均是以线电压充电,上述6个升压电容上的直流电压稳态时均为线电压峰值的一半,见式(6)．
${{U}_{c1}}={{U}_{c2}}={{U}_{c3}}={{U}_{c4}}={{U}_{c5}}={{U}_{c6}}=\frac{\sqrt{6}U}{2}$
于是,相对于三相电源的中点“N*”,ua1、ub1、uc1和ua2、ub2、uc2分别成为
$\left\{ \begin{matrix}
{{u}_{a1}}={{u}_{a}}+\frac{\sqrt{6}U}{2}
{{u}_{b1}}={{u}_{b}}+\frac{\sqrt{6}U}{2}
{{u}_{c1}}={{u}_{c}}+\frac{\sqrt{6}U}{2}
\end{matrix} \right.,\left\{ \begin{matrix}
{{u}_{a2}}={{u}_{a}}-\frac{\sqrt{6}U}{2}
{{u}_{b2}}={{u}_{b}}-\frac{\sqrt{6}U}{2}
{{u}_{c2}}={{u}_{c}}-\frac{\sqrt{6}U}{2}
\end{matrix} \right.,$
由于“N1”与“N2”相连,于是ua1,ub1和uc1分别经VD1,VD5和VD9在P点得到ua1、ub1和uc1的正峰值,
${{u}_{P}}=max\left\{ {{u}_{a1}},{{u}_{b1}},{{u}_{c1}} \right\}.$
ua2,ub2和uc2分别经VD4,VD8和VD12在N点得到ua2，ub2和uc2的负峰值,
${{u}_{N}}=min\left\{ {{u}_{a2}},{{u}_{b2}},{{u}_{c2}} \right\}.$
于是,升压整流输出直流电压ud为线电压峰值的两倍,C7和C8上各为其电压的一半．
${{u}_{d}}={{u}_{P}}-{{u}_{N}}=2\sqrt{6}U.$
1.4 工作模式Ⅳ
当“N*”、“N1”及“N2”互不相连时,分析可知各点电压完全与“工作模式Ⅲ”时相同．不再赘述.
1.5 电路参数的影响
上述4种工作模式中,考虑三相电路和参数的对称性时,理论上“N1”和“N2”的电位总是相同的,因此工作模式Ⅰ和工作模式Ⅱ是等价的,工作模式Ⅲ和工作模式Ⅳ是等价的．但是,考虑到在工作模式Ⅱ和工作模式Ⅳ中,由于C7和C8参数(电容量和漏电阻)的不对称,可能导致中点“N2”的电位发生偏移,导致C7和C8上的电压不对称．在三相3线供电模式下,电网电压的中性点往往不可得．因此,实际使用较多的是工作模式Ⅲ．
进线滤波电感L1、L2和L3可以限制输入电流的高次谐波,减小对电网的谐波污染;但是进线电感会产生基波电流压降,引起整流输出电压下降[-]．进线电感也会与电路中的电容发生谐振,导致输出电压偏离上述理论分析的数值．因此进线电感应合理选取,不易过大或过小．
在三相电路完全对称的前提下,即在三相电源电压A、B、C对称,电感L1、L2和L3相等,电容C1、C2、C3、C4、C5、C6相等,以及电容C7、C8相等的条件下,电路中的电流没有零序分量,因此进线电感L1、L2、L3既可以选择一个三相电感,也可以选择三个单相电感．
升压电容C1、C2、C3、C4、C5和C6选取较小时,由于能量经整流二极管向输出转移会使电容电压下降较多,重载时会导致整流输出直流电压降低．输出滤波电容C7和C8选取较小时,会使得输出直流电压脉动较大[-]．
升压电路的6个二极管在工作模式Ⅰ和工作模式Ⅱ时需承受相电压峰值电压的两倍耐压,在工作模式Ⅲ和工作模式Ⅳ时需承受线电压峰值的耐压．共阴极和共阳极的6个整流二极管在工作模式Ⅰ时需承受相电压峰值电压的两倍耐压,在工作模式Ⅱ时承受的耐压是相电压峰值与线电压峰值一半的和,在工作模式Ⅲ和工作模式Ⅳ承受的耐压是线电压峰值．
2 仿真与实验
在PSIM仿真平台中搭建仿真模型[-],电路参数：输入电源三相380Vrms,电感L1=L2=L3=2mH,电容C1=C2=C3=C4=C5=C6=2 200uF,电容C7=C8=1 100uF,二极管选取SKKD100/16(100A/1 600V),设计输出功率为20kW．
为“工作模式Ⅰ”下的仿真结果,电阻负载R=2 000Ω,近似于空载．从可以看出，UC1=UC2=303V≈220×$\sqrt{2}$V,UC7=UC8=604V≈2×220×$\sqrt{2}$V;Ud=1 208V≈4×220×$\sqrt{2}$V;ia=ia1+ia2,ua,ua1和ua2之间的关系满足式(1)．
6 工作模式Ⅰ下的各点仿真波形
The simulation waveforms of each point in
working mode one
为“工作模式Ⅱ”下的仿真结果,电路参数维持不变．从可以看出，UC1=UC2=306V≈220×$\sqrt{2}$V,UC7=UC8=573V≈220×$\sqrt{2}$V+220×$\sqrt{6}$/2;Ud=1 146V≈2×220$\sqrt{2}$+220$\sqrt{6}$V;ia=ia1+ia2,ua，ua1和ua2之间的关系仍然满足式(1)．
7 工作模式Ⅱ下的各点仿真波形
Figure 7 The simulation waveforms of each point in the working mode two
为“工作模式Ⅲ”下的仿真结果,电阻负载R=50Ω,输出功率为20kW,工作于额定负载下,其它电路参数维持不变．从可以看出,由于负载较重充放电电流较大引起电容电压下降,使得UC1和UC2在220～280V之间波动;UC7=UC8=502V,比220×$\sqrt{6}$=537V略低;Ud=1 005V,比2×220×$\sqrt{6}$=1 074V略低．仍然满足ia=ia1+ia2,但是随着负载加重,与和相比ia的谐波畸变率明显减小．ua1和ua2之间的关系仍然满足式(7),但是发生了畸变[]．
8 工作模式Ⅲ下的各点仿真波形
Figure 8 The simulation waveforms of each point in the working mode three
实验装置的电路参数与仿真参数完全相同．此时输入三相电压为380Vrms．升压电路的6个二极管VD2、VD3、VD6、VD7、VD10、VD11与整流电路的6个二极管VD1、VD4、VD5、VD8、VD9、VD12均选取整流二极管半桥SKKD100/16,额定电流100A,最大反向耐压1 600V．输出功率为20kW．是在工作模式3下进行的实验结果．是uc1和uc2,是ua1,ua2和ua,为了看到ua1确实是在ua的基础上抬高了一个电压,ua2确实是在ua的基础上降低了一个电压,实验测得的ua是从电感的输出端测得的,由于电感电压是含有谐波的,因此实验波形有畸变[];是电流ia1和ia2,是uc7,uc8和ud．实测输出直流电压ud=932V,输出直流电流Id=22A,此时整流输出功率20.5kW,效率达97.7%,满足设计要求．
9 实验测试结果
Experimental test results
(1) 提出一种新型的三相倍压整流电路,分析4种工作模式,电路参数对电路性能的影响，讨论各种工作模式的特点和应用范围,并在此基础上利用PSIM仿真平台对该电路的工作原理进行仿真,最终搭建相应的实验装置．
(2) 通过对实际电路相关参数的测试,验证了该设计的正确性,在电压暂变测试装置应用中,实现了电路直流侧的输出电压为输入侧线电压峰值的2倍压,且在保证大功率输出的基础上有效的减小整体电路系统的体积．
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周霞, 王斯然, 凌光, 等. 三相桥式整流电路滤波电容的迭代计算[J].
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西安工程大学主办。
LIU Cuicui,
LI Shupeng,
HAN Ruigang,
CHEN Zenglu,
WEI Jianhua
新型三相倍压整流电路的研究与实现
Research and implementation of the new type three-phase voltage doubling rectifier circuit