Σ-Δ模数转换器基本原理及应用
Σ-Δ模数转换器基本原理及应用
发布时间： 18:04:15
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北京服装学院 (100029) 张 亮 孟庆昌 华正权中国科学院长春物理研究所 (130021) 高光天
摘 要 本文从过采样、噪声整形、数字滤波和采样抽取等概念入手, 介绍了&S &D模数转换器的工作原理和特性, 并给出了&S &D模数转换器与微机接口的应用实例。关键词 &S &DADC 过采样 噪声整形 数字滤波 采样抽取随着超大规模集成电路制造水平的提高, 近年来&S &D模数转换器(以下简称ADC)正以其分辨率高、线性度好、成本低等特点得到越来越广泛的应用, 特别是在既有模拟又有数字的混合信号处理场合更是如此。本文将简要介绍&S &D ADC的基本原理及应用。一、&S &D ADC基本原理&S &D ADC以很低的采样分辨率(1位)和很高的采样速率将模拟信号数字化, 通过使用过采样、噪声整形和数字滤波等方法增加有效分辨率, 然后对ADC输出进行采样抽取处理以降低有效采样速率。&S &D ADC的电路结构是由非常简单的模拟电路(一个比较器、一个开关、一个或几个积分器及模拟求和电路)和十分复杂的数字信号处理电路构成。要了解&S &D ADC的工作原理, 必须熟悉过采样、噪声整形、数字滤波和采样抽取等基本概念
1.过采样ADC是一种数字输出与模拟输入成正比的电路, 图1给出了理想3位单极性ADC的转换特性, 横坐标是输入电压U IN 的相对值, 纵坐标是经过采样量化的数字输出量, 以二进制000～111表示。理想ADC第一位的变迁发生在相当于1/2LSB的模拟电压值上, 以后每隔1LSB都发生一次变迁, 直至距离满度的1 1/2 LSB。因为ADC的模拟量输入可以是任何值, 但数字输出是量化的, 所以实际的模拟输入与数字输出之间存在&1/2LSB的量化误差。在交流采样应用中, 这种量化误差会产生量化噪声。 图1 理想3位ADC转换特性如果对理想ADC加一恒定直流输入电压, 那么多次采样得到的数字输出值总是相同的, 而且分辨率受量化误差的限制。如果在这个直流输入信号上叠加一个交流信号, 并用比这交流信号频率高得多的采样频率进行采样, 此时得到的数字输出值将是变化的, 用这些采样结果的平均值表示ADC的转换结果便能得到比用同样ADC高得多的采样分辨率, 这种方法称作过采样(oversampling)。如果模拟输入电压本身就是交流信号, 则不必另叠加一个交流信号。采用过采样方法(采样频率远高于输入信号频率)也同样可提高ADC的分辨率。
由于过采样的采样速率高于输入信号最高频率的许多倍, 这有利于简化抗混叠滤波器的设计, 提高信噪比并改善动态范围。可以用频域分析方法来讨论过采样问题。由于直流信号转换具有的量化误差达1/2LSB, 所以数据采样系统具有量化噪声。一个理想的常规N位ADC的采样量化噪声有效值为q/12,均匀分布在奈奎斯特频带直流至fs/2范围内, 如图2所示。其中q为LSB的权重, fs为采样速率, 模拟低通滤波器将滤除fs/2以上的噪声。如果用Kfs的采样速率对输入信号进行采样(K 图2 使用模拟低通滤波器的奈奎斯特采样
为过采样倍率)，奈奎斯特频率增至Kfs/2, 整个量化噪声位于直流至Kfs/2之间, 其有效值降为原来的1/K，如图3所示。由于模拟低通滤波器只需滤除Kfs/2以上的噪声, 因此降低了对模拟低通滤波器的整体要求。又由于系统的通带频率仍为fa, 所以可在ADC之后加一个数字低通滤波器滤除fa至Kfs/2之间的无用信号而又不影响有用信号, 从而提高了信噪比, 实现了用低分辨率ADC达到高分辨率的效果。如果简单地使用过采样方法使分辨率提高N位，必须进行K=2 2N 倍过采样。为使采样速率不超过一个合理的界限, 需要对量化噪声的频谱进行整形使得大部分噪声位于fs/2至Kfs/2之间，而仅仅一小部分留在直流至fs/2内, 这正是&S &D ADC中&S &D调制器所起的作用。噪声频谱被调制器整形后, 数字滤波器可 图3 带模拟滤波和数字滤波的过采样去除大部分量化噪声能量, 使总信噪比(以及动态范围)大大增加。2.&S &D ADC的调制器和量化噪声整形图4给出了一阶&S &D ADC的原理框图。虚线框内是&S &D调制器,它以Kfs采样速率将输入信号转换为由1和0构成的连续串行位流。1位DAC由串行输出数据流驱动, 1位DAC的输出以负反馈形式与输入信号求和。根据反馈控制理论可知, 如果反馈环路的增益足够大, DAC输出的平均值(串行位流)接近输入信号的平均值。&S &D 调制器的工作原理还可以用图5所示对应图4中，A，B，C，D各点的的信号波形图描述。其中图5(a)是输入电压U IN =0的情况, 输出为0, 1相间的数据流。如果数字滤波器对每8个采样值取平均, 所得到的输出值为4/8, 这个值正好是3位双极性输入ADC的零。当输入电压U IN =+1/4U REF , 则信号波形如图5(b)所示, 求和输出A点的正、负幅度不对称, 引起正、反向积分斜率不等, 于是调制器输出1的个数多于0 图4 一阶&S &D ADC的个数。如果数字滤波器仍对每8个采样值取平均, 所得到的输出值为5/8, 这个值正是3位双极性输入ADC对应于+1/4U REF 的转换值。 图5 &S &D调制器波形图由于积分器可以在频域内用一个幅度响应与1/f成正比的滤波器加以表示(这里f是积分器输入信号频率)。又由于带时钟的锁存比较器具有类似斩波器的作用, 它将输入信号转换为高频交流信号, 在输入信号平均值附近变化, 因而低频下的量化噪声大大减少(这个积分器对量化噪声如同一个高通滤波器)。这种情况下产生噪声的频谱严格地依赖于采样速率、积分时间常数及电压反馈误差。用图6所示频域线性化模型对&S &D调制器可作进一步分析。其中积分器模拟一个具有给定传递函数
H(f)的模拟滤波器, H(f)表明其幅频响应特性与输入频率成反比。量化器模拟放大器输出与量化噪声叠加。使用频域分析方法的一个优点是可以利用代数式表示信号。输出信号y可以表示为输入信号x在求和点处与输出信号相减，即(x-y),并与模拟滤波器(积分器)的传递函数及放大器增益g相乘, 然后再与量化噪声Q相加。如果增益g=1，H(f)=1/f，则有y=(x-y)/f+Q, 整理得y=x/(f+1)+Qf/(f+1) 图6 &S &D调制器的频域线性化模型 图7 整形后的量化噪声分布由上式可以看出, 当频率f接近于零时, 输出y趋于x并且无噪声分量。当频率增高时, x项的值减小而噪声分量增加。对于高频输入,输出主要是量化噪声。(待续) 图8 二阶&S &D ADC实际上, 模拟滤波器对输入信号具有低通滤波作用, 而对噪声分量具有高通滤波作用, 因此可将调制器的模拟滤波器的作用看作一种噪声整形滤波器, 整形后的量化噪声分布见图7(a)。正如一般的模拟滤波器, 滤波器的阶数越高其滤波性能越好。因此高阶&S &D调制器得到广泛应用, 图8是二阶&S &D ADC原理框图。图9给出了&S &D调制器的信噪比与阶数和过采样倍率之间的关系,其中SNR为信噪比, K为过采样倍率。例如, 当K=64, 一个理想的二阶系统的信噪比大约80dB, 分辨率大约相当于13位的ADC。&
图9 信噪比与阶数和过采样倍率之间的关系3.数字滤波和采样抽取&S?&D调制器对量化噪声整形以后, 将量化噪声移到所关心的频带以外, 然后对整形的量化噪声进行数字滤波, 如图7(b)所示。数字滤波器的作用有两个: 一是相对于最终采样速率fs, 它必须起到抗混叠滤波器的作用; 二是它必须滤除&S?&D调制器在噪声整形过程中产生的高频噪声。因为数字滤波器降低了带宽, 所以输出数据速率要低于原始采样速率, 直至满足奈奎斯特定理。降低输出数据速率的方法是通过对每输出M个数据抽取1个的数字重采样方法实现的, 这种方法称作输出速率降为1/M的采样抽取decimation)。应当说明的是, 虽然"decimation"这词的词头含意为"十", 但是这里应广义地理解, 可以代表其它整数。M=4的采样抽取如图10所示, 其中输入信号x(n)的重采样率已被降到原来采样速率的1/4。这种采样抽取方法不会使信号产生任何损失,它实际上是去除过采样过程中产生的多余信号的一种方法。图10 M=4的采样抽取数字滤波器既可用有限脉冲响应(FIR)滤波器也可用无限脉冲响应(IIR)滤波器或者是两者的组合。FIR滤波器具有容易设计、能与采样抽取过程合并计算、稳定性好、具有线性相位特性等优点，但它可能需要计算大量的系数。IIR滤波器由于使用了反馈环路从而提高滤波效率, 但IIR滤波器具有非线性特性, 不能与采样抽取过程合并计算, 而且需要考虑稳定性和溢出等问题, 所以应用起来比较复杂。交流应用场合大多数&S?&D ADC的采样抽取滤波器都用FIR滤波器。4. &S?&D ADC的闲音大部分&S?&D ADC在本底噪声中出现一些被称作&闲音(idletones)&的尖峰, 通常这些尖峰信号能量很小, 不足以明显影响转换器的信噪比(S/N)。尽管如此，但是在许多应用中，都不允许在白噪声本底以外很宽频谱范围内有尖峰存在。有两种闲音源，其中最常见的一种是由电压基准调制所引起的。这可通过调整电压基准来降低闲音。另外，调制器的阶数也会影响闲音大小。通常一阶调制器的闲音较大，而从二阶起调制器的闲音会逐渐减弱，所以实际的&S?&D ADC中所用的调制器至少是二阶的，以便减小闲音。以上简要介绍了&S?&D ADC的基本原理。下面以分辨率为16位的AD7701为例来说明&S?&D ADC在直流测量方面的应用。
二、AD7701 &S?&D ADC简介及其应用AD7701是采用&S?&D结构的单片16位ADC, 其主要特点是, 线性误差0.0015％～0.003％, 片内有自校准电路, 低通滤波器的转折频率(0.1～10Hz)可设置, 模拟输入电压范围为0～+2.5V或&2.5V,输出数据速率为4kSPS。AD7701的数字输出以串行方式工作,片内的串行输出口工作方式灵活, 在异步方式工作时与UART(通用异步接收/发送器)兼容; 在同步方式工作时可由内部时钟或外部时钟同步, 可方便地与工业控制微机连接。AD7701采用二阶&S?&D调制器和六阶高斯数字低通滤波器。采样频率Kf 、数字滤波器的转折频率由主时钟频率决定; 主时钟频率为4.096MHz, 则采样频率KfS=16kHz, 滤波器转折频率为10Hz, 过采样倍率K=800。
AD等&S?&D模数转换器, 用于低频、小信号的测量,具有相当高的分辨率和精度。与积分式ADC比较, 有较高的数据输出速率。但值得注意的是, 在模拟信号输入端采用多路切换方式时,切换通道后要等待足够建立时间, 再读取转换数据。在主时钟频率为4.096MHz时,AD7701的建立时间(达到&0.5LSB)为125ms。由此可以看出, 在多路切换方式应用时, 对模拟输入信号的有效采样速率大大降低了。
图11是AD单片机的接口电路。8098的串行口采用方式0(移位寄存器方式), TXD产生时钟脉冲, 经过反相作为AD7701的外时钟。AD7701工作在外时钟同步方式。RXD与AD7701的SDATA相连, 用于传送数据。8098的P2.5编程为输出方式作为AD7701的片选, P0.4用于读取AD7701转换结束状态, HSO0用于启动AD7701的校准功能。AD7701的基准电压为2.5V,模拟输入电压U IN 从A IN 端输入。BP/UP是双极性或单极性选择端, 本电路接成单极性方式。由于AD7701具有16位分辨率,1LSB对应38&V, 因此在组装电路时要特别注意布线工艺,特别是对模拟地和数字地的处理。图11 AD单片机的接口电路&图12 测试程序框图图12是测试程序框图。在8098初始化时应使串行口设置成方式0。由于AD7701是16位的,而8098的串行口是8位的, 因此要分成两个字节读取。应当注意的是AD7701输出的数据高位在前, 而8098串行口首先读入的是低位, 所以在程序上要做一次高低位的换位变换。测量结果最后以16进制方式显示, 在实际应用时还应作10进制数转换和必要的比例变换。测试结果列于表1, 模拟输入电压用KEITHEY 192数字表测量, 测量值是从微机数码管上读取的16进制数。理论值是根据模拟输入电压按理想 ADC转换关系计算的,从表中可以看出系统最大误差为2LSB,相当于0.003％, 实验采用的AD7701尾标为AN, 其最大线性误差为0.003％,因此实验结果符合该器件规定的技术指标。
表1 测量结果 (U REF =2.4994V)&三、结束语对于含有积分器的&S?&D调制器其通带可低到直流, 因此可将其量化噪声向高频方向移动。目前, 大多数&S?&D ADC属于这种类型。用于音频或通信领域的某些&S?&D ADC为了消除系统直流失调则包含有带通而不是低通数字滤波器。现在用于直流测量的&S?&DADC其分辨率高达24位(如AD7710, AD7711, AD7712, AD7713, AD7714等); 用于高品质数字音频场合的&S?&D ADC其分辨率达18位(AD1879)。现正处于研究初期阶段的带通&S?&D ADC对于数字音频接收器, 医疗超声和许多其它应用场合似乎都是一种理想器件。在使用&S?&D ADC设计电路时, 除了对所有的转换器都适用的接地、电容旁路去耦等通用规则外，还应注意以下几个问题。第一应使转换器驱动电路应尽量靠近转换器以便把外部电路之间以及开关电容节点之间引线产生的感抗减到最小，从而减小输入的建立时间并把从输入端到线路板其它部件的辐射减到最小。第二个问题必须考虑时钟信号产生的干扰对ADC的影响。第三要考虑抗混叠问题。当然，&S?&D ADC也有一些缺点。例如现在的&S?&D ADC的采样速率受带宽和有效采样速率（输出字速率）的限制，使其不能用于图象视频等高频场合；由于数字滤波器需要较长的建立时间，所以&S?&D ADC很难用于具有多通道的多路转换器的模数转换场合；此外输入信号超过&S?&DADC允许范围可能会引起其内部调制器的饱和。尽管有这些缺点，&S?&D ADC仍以其分辨率高、线性度好、成本低等特点得到越来越广泛的应用, 特别是在既有模拟又有数字的混合信号处理场合。参考文献〔1〕Analog Devices Inc., Practical Analog Design Techniques, 1995〔2〕Analog Devices Inc., Applications Reference Manual, 1993〔3〕Analog Devices Inc., Data Converter Reference Manual, vol. 2, 1992〔4〕Analog Devices Inc., Mixed Signal Design Seminar, 1991〔5〕高光天 主编，&模拟器件天地&第1，2期，&电子产品世界&2，3月，1996年
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本页链接：06ΣΔ模数转换器；问：我想使用ΣΔADC，但是有一些问题；答：过采样转换器的主要优点是防止混叠所需要的滤波；对输入信号以调制器输入采样速率Fms进行采样，F；图61抽取滤波器的频率响应；因此在转换器对输入信号进行采样之前，必须用抗混叠；答：不完全这样；问：我如何确信单极点RC滤波器能满足应用的要求?；答：你的应用典型地说明了频率降到所关心带宽范围内；我们假
Δ模数转换器
问：我想使用Σ ΔADC，但是有一些问题。因为它与以前我所用过 的转换器似乎有明显的差别。当着手设计抗混叠滤波器时，我首先要考虑哪些问题?
答：过采样转换器的主要优点是防止混叠所需要的滤波变得十分简单。为了弄 清楚为什么会这样，以及对滤波器有些什么限制，首先，让我们看一下这种转换器所使用 的基本的数字信号处理方法。为了设计抗混叠滤波器，我们把Σ ΔADC看作一 种常规的高分辨率转换器，以远高于奈奎斯特采样速率进行采样，其后还跟一个数字采样抽 取电路(decimator)和数字滤波器。进入数字抽取电路的输入信号是一种与噪声整形传递 函数无关的1位位流(1-bit serial)。
对输入信号以调制器输入采样速率F ms 进行采样，F ms 比两倍 的最大输入信号 频率(奈奎斯特串行位速率)还要高得多。图6 1示出的曲线可以看作是抽取滤波器的 频 率响应。其中在fb和F ms -fb之间的频率成分大幅度衰减，因此可以使用数字 滤波器来滤掉转换器频带范围内［0，F ms - fb］而又不包括有用带宽［0，fb ］的所有信号。但转换器不能区分是频带［0,±fb］范围 内呈现的输入信号，还是［kF ms ,±fb］范围内呈现的输入信号(其中k为整数)。通 过采样处理把在［kF ms ,±fb］ 范围内的任何信号(或噪声)都混叠到有用频带［ 0,fb］内。只能以数字采样方式工作的采样抽取滤波器对衰减这些信号无能为力。
图6 1 抽取滤波器的频率响应
因此在转换器对输入信号进行采样之前，必须用抗混叠滤波器去除［kF ms ±f b］频带内的输入噪声。 问：如果我用AD年春天推出)，其动态范围为90 dB， 那么抗混叠滤波器在F ms -fb(≈3MHz)处的衰减是否应在90 dB以上?
答：不完全这样。这里假设在接近调制器采样速率的频率处ADC有满度输入，但在 大多数系统中情况完全不是这样。与混叠有关的唯一的信号输入，通常恰好正是来自 传感器和转换器前级电路产生的噪声。因为这种噪声对于简单的阻容(RC)滤波器通常已 足够低，所以RC滤波器完全能够作为抗混叠滤波器。(anti alias filter)
问：我如何确信单极点RC滤波器能满足应用的要求?如何确定滤波器的时 间常数?
答：你的应用典型地说明了频率降到所关心带宽范围内的输入信号的最大允许衰 减。这样依次把最小值置于RC滤波器的-3dB点上。让我们看一下AD1877的应用实例以便 进一步 阐明这一点，并且或许能证明用一个单极点滤波器将提供足够的滤波。
我们假设有一个应用，关心的带宽为0～20 kHz，并且在此范围内的信号衰减不可超过0 1d B，或比率大于0 9886［电压dB=20log 10 (比率)，功率dB=10log 10 (比率)］ 。按照单极点滤波器的衰减公式：
比率=11+(2πfRC)2＞0 99，其中f=20 kHz
RC≤1-(比率)2(2πf)2(比率)2≈1 21 ×10 -6 s
如果选择时间常数RC=1 0 μs(符合元件容差)，那么-3 dB转折频率为159 kHz。现在我们 可 以计算滤波器的衰减，即滤波器在kF ms ±fb频带内混叠衰减至基带。假设AD1877的 调制器采样速率为3 072 MHz(其输出采样速率为48 kHz)，则第一频带出现在3 052～3
0 92 MHz。RC滤波器在这个频带内的衰减相对全频带约为25 7 dB(大约0 052)。在第二频带 范围(6 124～6 164 MHz)，其衰减为31 8 dB(0 026)。我们知道，在这两个 频带(以及在频率范围内所有更高的频带)内通过滤波器耦合到ADC输入端的噪声将被混叠到 基频带上，并且它们按有效值平方和的平方根(rss)的形式求和，即
n21+n22+?+n2n 。对于以dB为单位给出的数据(例如DK= 20log 10 n k ，k=1，2，3，?，n)，用附录中给出的公式可直接计算：
n21+n22+?+n2n
=10log 10 (10 D1/10 +10 D2/10 +?+10 Dn/10 ),从而免去 了计算比率的中间步骤。
对于白噪声，噪声频谱密度作为频率的一个函数是常数，并且其每一频率范围均有相同的带 宽，所以每一频带对滤波器的输入都提供等量的噪声。因此，将不同频带的衰减按rss形式 求和，可以得到RC滤波器的有效衰减。例如，从前两个频带产生的噪声衰减为 0
2=0 058 ，即24 7 dB，这与通过第一频带衰减25 7 dB比较 ，基本上与单频带的衰减作用相同。那么，在计算总混叠噪声时，我们究竟需要考虑多少个 频带呢?对于本例，前面3，4，5或6个频带的rss和分别为-24 2，-24 0，-23 9，-23 8 dB。由此可见，第一个频带起主要作用，它与所有频带对噪声衰减之差都在2 dB以内。因 此，通常只考虑第一个频带就足够了，除非噪声过大或含有非白噪声频谱。另外，从ADC自 身来说，虽然其转换速度快，但其带宽有限，这有助于抑制高阶频带。
现在掌握了衰减，我们可以考虑噪声本身的大小。让我们保守估计(约为50%)并使滤波器有 效衰减到20 dB(即0 1V/V)的情况。为了能计算出使用单极点滤波器时最大允许噪声谱密度 ，应该对混叠噪声对性能减退的最大影响作出估计。从AD1877的动态技术指标我们可以看到 转换器的内部总噪声功率低于满度输入的(32 ppm)，为90 dB。如果整个系统这项指标都在0
5 dB范围内，那么总混叠噪声功率不能超过-90 dB与-89 5 dB之间的rss差，即-90 1 d B(11 1×10 -6 )。应用这一结果，AD1877的输入电压范围峰峰值为3 V，我们可求 出混叠噪声一定不能超过3/(2 2 )V×11 1×10 -6 =11 8 μV。 如果假设 将所有这些噪声全部归并到一个频带，且注明有效值噪声=NSD×BW，则 噪声谱密度(NSD)
NSD＜11 8 μV3 902 MHz×3 052 MHz
这是后置滤波器频谱密度所允许的最大值。为了求出最大前置滤波器谱密度(MPSD)，如 果以前确定的滤波器有效衰减20 dB(即比率等于10)，则有：
MPSD=10×59 nV/Hz=0 59 μV/Hz
显然，由于简单的RC滤波器不能满足要求，因此你的系统依次在3 6 9 12MHz频域内 有相当大的噪声。但是，通常你还应该注意周围环境的射频(RF)干扰的影响。
问：据我所知，Σ Δ ADC的本底噪声可能表现出某些不规则性，对此有何看法?
答：大部分Σ Δ ADC在本底噪声中出现一些被称作“闲音(idle tones)” 的尖峰，通常这些尖峰信号能量很低，不足以明显影响转换器的信噪比(S／N)。尽管如此， 但是在许多应用中，都不允许在白噪声本
底以外很宽频谱范围内有尖峰存在。在音频应用中 ，例如，即使信号音(tones)比系统总噪声(0～20 kHz)低很多，在没有大的输入信号的情况 下，人的耳朵仍然具有检测信号音的极好能力。
有两种闲音源，其中最常见的一种是由电压基准调制引起的。为了掌握这种机理，需 要对Σ Δ ADC有一个基本的了解。这里简明扼要地介绍一下Σ Δ ADC。
如图6 2方框图所示，基本的Σ Δ ADC由过采样调制器及其后面的数字滤波器和抽取电路 组成。调制器的输出摆幅处于两种状态(高与低，或0与1，或+1与-1)之 间，并且其平均输出与输入信号幅值成正比。由于调制器的输出总是在满度(1位)摆动，所 以具有很大的量化误差。然而构造调制器是为了把大部分量化噪声限制在有用带宽［0，f b］以外的频谱区。
图6 2 Σ ΔADC结构框图
图6 3示出了对应输入信号在频率fi和F ms -fi处的两条“谱线”(单一频率)，同 时整形的量化噪声曲线也示出了已经把量化噪声推移(整形)到关心的带宽［0，fb］外 。
图6 3 输入信号谱线与整形的量化噪声
数字滤波器，它通常是n个分支的有限脉冲响应滤波器(n tap FIR filter)，接受高速、低 分辨率(1位) 调制器的输出并且按照所要求的滤波器特性所支配的方式对n个调制器输出进行加权平均。 滤波器的输出是一 种高分辨率字，它可成为模数转换器输出。数字滤波器用来滤掉fb至F ms -fb频 带内的“一切”信号，其中F ms 是调制器的采样速率。由于滤掉了fb至F ms - fb频带内的所有噪声，所以有可能使采样速率减小到F ms 与2fb之间的任一值而不 会出现任何谱重叠(即混叠)。
从原理上讲，减小采样速率，即抽取速率，可被看作只把每第d个数字滤波器的输出 送至ADC的输出，其中d为抽取因数。这将使频谱分布紧凑(如图6 4所示) ，从而使输出看起来如同非过采样转换器的输出。其中，上图示出的是在数字滤波之后且抽 取之前调制器的输出谱图；下图示出的是在抽取之后调制器输出的谱图，即最 终ADC输出。
在实际转换器中，为了降低设计和制造成本，直接将数字滤波器和抽取电路做在一起，因此 可 交替使用“数字滤波器”和“抽取电路”这两个词来描述处理产生转换器输出的调制器输出 数字电路。
图6 4 数字滤波或抽取电路作用
现在，回到“闲音”这个问题上来。首先，让我们看一下当直流信号输入时调制器的输 出情况。对于刚好是半满度值的直流输入，调制器的输出可能为高(1)或为低(0)。换句话 说，脉冲密度为0 5，非常类似于010101这样的位流(bitstream)形式。这种规则的位流形 式意味着，输出 频谱将在F ms ／2(见图6 5中的上图)处出现一个尖峰信号。现在，如果直流输入信号 稍微偏离半满度值一点儿，那么调制器输出的位流也将随之改变。调制器输出谱图(如图6
5中的下图所示)，在F ms /2- F和F ms ／2+ F处有两个尖峰， F与直流信 号偏离半满度值的程度成正比。 如何找到一种方法把这种信号音降到基波频带，使之具有有效的数字滤波呢?回答是通过 电 压基准。数字输出是模拟输入与电压基准比率的一种度量。
图6 5 直流输入信号为半满度或偏离半满度时调制 器的输出
基准幅值变化x％，会导致数字输出字的量值变化-x％。
实际上，电压基准的变化将调制ADC的输出 幅度。现在的转换器可以有内部时钟，也可能有外部时钟，工作频率为F ms ／2。如 果有少量的时钟脉冲耦合到电压基准电源线，那么它们会使电压基准产生很小的变化。实际 上音频信号调制成F ms ／2- F和F ms ／2+ F两个尖峰。由这种调制产生的一 种差频是 F，显然 F位于我们关心的频带范围内。另外由于非线性作用也能在 F的倍 频处产生音频尖峰。 问：按照你的解释，好像是如果给转换器加交流信号，是否就不必担心闲音了?
答：任何交流信号通常都伴随着直流成分，该直流成分必须用调制器输出来表示 ，所以上述解释仍然适用。但是，如果你的系统中总直流输入失调(即转换器内部失调加外 部失调)恰好为0，则这种闲音将表现为直流(0 Hz)。
在低阶(＜3阶)调制器中，闲音尖峰还有其它来源。调制器的阶数是对量化噪声整形程度的 一种度量。实际上2阶调制器能够展示出直接出现在基频带的位流，即使没有基准电压调制 也是如此。这也是ADI公司为交流应用设计的Σ Δ ADC采用高阶(≥3)Σ Δ调制器的原因 之一。
问：那么，我怎样才能使闲音干扰ADC的概率减到最小呢?
答：要遵照转换器制造厂家推荐的布局建议和旁路方法。这不仅适用于电压基准 ，也适用于电源和接地。减小转换器内部电压基准所受到的影响，这是厂家的职责，但减小 转换器外部干扰的影响则是系统设计者的任务。按照上述原则，用户应该把外部干扰降低到 可以忽略的程度。尽管采用了适当的预防措施，但如果闲音尖峰仍然产生，那么还有一个供 选择的措施。如前所述，闲音频率是直流输入信号的函数。这就有可能对ADC输入端施加足 够大的直流偏置电压以便把这种闲音尖峰移到关心的带宽之外，并利用抽取滤波器将 其滤除。如果用户不希望直流偏置电压通过系统传播，那么可以通过处理ADC数据的处理器 将其扣除。
问：Σ Δ ADC的输入端为信号调节电路提供何种类型的负载?
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