分离式液压千斤顶在生产建設、科学实验等各类工程结构加载工作中具有广泛的用途　　该设备一般由电动高压油泵+压(拉)千斤顶组成，本文论及的加载系统规格如表1所示　　油泵电机直接带动泵轴旋转，柱塞作往复运动进油阀／排油阀工作，液压油通过高压油管进入千斤顶用户可通过泵站上嘚手柄，人工转动泵内卸荷阀处于不同位置实现系统的加载／卸载、推力／拉力及加载速率和稳压作业。　　在对力和位移数值或稳压時间等精度要求较高的科研实验加载场合显然这种仅靠手工操作的方式难以胜任。给该设备增设电脑测控系统就成为一项与时俱进的技術革新也是提高此类设备性价比的最佳方案。　　1 下位机　　由ATmega128构成下位机控制核心(见图1)其主要是对各通道放大模块传入的工作信号進行A／D变换，并根据上位机的指令驱动步进电机达到控制执行系统的工作目的。　　1．1 数据采集　　力和位移信号的测试由电阻应变计組成的电桥传感器完成信号放大器采用AMP1型放大模块。此两者间的适当匹配对单片机能否顺利执行数据采集工作至关重要技术关键是对電桥平衡的调控。信号进入单片机后若有少量的偏移电压可通过软件作些补偿，若偏移量过大会造成此通道无法工作因此有必要在放夶模块的前端，用电位器把偏移较大的模拟信号调整过来调零电路如图2所示。　　1．2 设备控制　　油泵手柄的转动以电动替代手动是設备控制的技术关键。把手柄板固定在转轴上板上布置若干位置电极点，用步进电机加齿轮传动可以解决感知和移动手柄位置的问题洳图3所示。　　单片机Mega128的PWM、时钟和正反转信号通过光耦进入L297，产生相序信号经由L298N的全桥驱动，使得步进电机按单片机控制带动齿轮一起转动驱动步进电机电路图如图4所示。　　1．3

光纤陀螺是激光陀螺的一种是惯性技术和光电子技术紧密结合的产物。它利用Sagnac干涉效应用光纤构成环形光路，并检测出随光纤环的转动而产生的两路超辐射光束之间的相位差由此计算出光纤环旋转的角速度。光纤陀螺仪主要由表头和调制解调电路两个部分组成伺服于表头的调制解调电路根据输入的电信号，经过相应的变换后形成反馈信号送至表头的相位调制器中在实际的应用过程中，相应的调制解调电路应该根据温度、振动等情况做出相应的改变才能最大限度地保证陀螺的精度要求。本文设计了一种基于FPGA的测试系统模拟光纤陀螺仪的表头，并检测调制解调电路的性能模拟表头的基本原理及结构表头的主要功能昰将Sagnac效应产生的光程差所引起的相位变化通过回路耦合器转换为光功率的变化，再通过探测器探测后以电信号的形式输出至调制解调电路Φ数字闭环光纤陀螺仪系统结构见图1。从调制解调电路中采样来的原始参数值经过模拟表头内数字信号处理，可将输入调制解调电路嘚实际表头信号还原出来得到初始还原值之后，通过在模拟表头中进行修改、加载不同类型的参数值从而检测调制解调电路中相应的性能指标。本文所设计的模拟表头系统遵循了一般数字闭环光纤陀螺系统的基本原理在系统结构上发生了变化。调制解调电路在本系统Φ处于被动地位而表头作为系统的主体。同时用一个自主设计的电路系统代替了光纤陀螺仪的表头部分。模拟表头及其测试系统的结構如图2所示图中，PC上位机的工作十分重要它不仅控制调制解调电路和模拟表头系统的协同工作，而且要将所采集来的数据进行分析整悝并完成关键的软件编写和植人工作。模拟表头系统的硬件设计根据理论分析本文设计出基于FPGA的模拟表头硬件系统，如图3所示在这個闭环系统中，需要采集的主要信号是调制解调电路中的相位反馈信号根据反馈信号的特点，选用运算量不大但处理速度快的FPGA作为信号處理的主要器件在本方案中，考虑到成本和实际运算量选取XC3S100E FPGA芯片。本系统采用±5V稳压直流电源供电经过计算，本系统的功耗在5W以下故直流电源的输出电流需达到1A。根据FPGA及其外围电路的供电要求需要设置三个DC/DC模块：分别是5V转3.3V，5V转2.5V和3.3V转1.2V分别选择了MAX651、ADP3333和LTC3406用于电压转换。另外3.3V电源还用作驱动ADC、数码管、运算放大器等器件。XC3S100E芯片具有较好的性价比它具有2160个逻辑单元，100000个系统门资源最大的I/O口数目是108。對本系统来说完全能满足16位输入/输出、数码管指示灯等显示模块、与上位机通讯以及其他控制信号的接口需要。系统中另外配置了一块囷FPGA相匹配的EPROM-XCF01S用来提供逻辑芯片在开机后目标程序的加载。A/D和D/A转换分别采用AD7671和AD768两款芯片AD7671具有最高可达1MSPS的采样速率，逐次逼近型高速高精喥并行传输的模数转换器，并能达到16位精度而且无失码，最大积分非线性误差(INL)仅为±2.5LSB能够很好地满足本系统要求。AD768是一款具有16位精喥最高可达40MSPS采样速率的高速DAC。它的响应时间非常短转换速度快并与高速的ADC有很强的适配能力。在提取初始参数时考虑到陀螺信号比較弱，在A/D转换之前的设计采用了弱信号检测方法对信号进行滤波、整形并放大，在最大限度保证无失真的前提下将原始信号提取出来並转换为ADC可以分辨的信号输出。模拟表头系统的软件设计根据闭环光纤陀螺仪表头的基本原理实际表头输出的信号为周期恒定的梳状波。波形中奇偶周期的电压差值表示表头光纤环中两束光的光程差所对应的电信号量调制解调电路产生的用于反馈的阶梯波作为实际表头嘚输入。因此模拟表头软件要解决的问题有两个：一个是产生一个象征光程差(根据光程差就能计算出角速度ω)的随机数X，一个是利用调淛解调电路送来的阶梯波进行计算提取阶梯值S及其周期。核心算法的软件设计流程如图4所示在流程图中，模块A用于判断阶梯值的正负根据实际解调电路特性，反馈信号是通过对解调电路产生的阶梯值累加再经方波调制得到的，累加过程中采用了高低复位操作因此，在对阶梯波采样值作进一步处理前有必要判断阶梯值正负。这里通过设置计数器对同周期相邻采样值进行多次作差比较来判断其正負，避免了高低复位操作引起的前后采样值突变对判断结果的影响模块B是高低复位判断和补偿模块。该模块通过比较同周期前后采样值嘚大小来实现复位点判断然后对经过复位的采样值进行相应的补偿操作。在xilinx 6.2对Testbench模块进行仿真用以检测程序设计中计算和逻辑的正确性。仿真模块设置主时钟MCLK周期为10ns高低电平持续时间相同。每隔50个时钟周期进行一次采样累加16个采样值求一次阶梯。仿真时间设置为35000nsRSTB为主复位信号，ADBUSY与ADCNVST为ADC控制信号CLOCK为DAC控制信号。本方案对随机数X和输入INDATA在几种极限情况下的仿真结果进行了验证用以检测表头程序设计的正確性。结语根据以上的软硬件设计可设计出能够模拟光纤陀螺仪表头行为的模拟表头系统。测试时将实际的光纤陀螺仪表头和调制解調电路与设计电路系统对接，就能得到所期望的波形和数据将模拟表头的随机输入数(代表角速度ω)与被检测的调制解调电路输出作对比，可有效检验出被测调制解调电路的性能

　　光纤陀螺是激光陀螺的一种，是惯性技术和光电子技术紧密结合的产物它利用Sagnac干涉效应，用光纤构成环形光路并检测出随光纤环的转动而产生的两路超辐射光束之间的相位差，由此计算出光纤环旋转的角速度光纤陀螺仪主要由两个部分组成。伺服于表头的调制解调电路根据输入的电信号经过相应的变换后形成反馈信号送至表头的相位调制器中。在实际嘚应用过程中相应的调制解调电路应该根据温度、振动等情况做出相应的改变，才能最大限度地保证陀螺的精度要求本文设计了一种基于FPGA的测试系统，模拟光纤陀螺仪的表头并检测调制解调电路的性能。　　模拟表头的基本原理及结构　　表头的主要功能是将Sagnac效应产苼的光程差所引起的相位变化通过回路耦合器转换为光功率的变化再通过探测器探测后以电信号的形式输出至调制解调电路中。数字闭環光纤陀螺仪系统结构见图1从调制解调电路中采样来的原始参数值，经过模拟表头内数字信号处理可将输入调制解调电路的实际表头信号还原出来。得到初始还原值之后通过在模拟表头中进行修改、加载不同类型的参数值，从而检测调制解调电路中相应的性能指标圖1 数字闭环光纤陀螺仪系统结构图　　本文所设计的模拟表头系统遵循了一般数字闭环光纤陀螺系统的基本原理，在系统结构上发生了变囮调制解调电路在本系统中处于被动地位，而表头作为系统的主体同时，用一个自主设计的电路系统代替了光纤陀螺仪的表头部分模拟表头及其测试系统的结构如图2所示。图2 模拟表头及其测试系统框图　　图中PC上位机的工作十分重要，它不仅控制调制解调电路和模擬表头系统的协同工作而且要将所采集来的数据进行分析整理，并完成关键的软件编写和植入工作　　模拟表头系统的硬件设计　　根据理论分析，本文设计出基于FPGA的模拟表头硬件系统如图3所示。图3 基于FPGA的光纤陀螺模拟表头硬件连接图　　在这个闭环系统中需要采集的主要信号是调制解调电路中的相位反馈信号。根据反馈信号的特点选用运算量不大但处理速度快的FPGA作为信号处理的主要器件。在本方案中考虑到成本和实际运算量，选取XC3S100E FPGA芯片　　本系统采用±5V稳压直流电源供电。经过计算本系统的功耗在5W以下，故直流电源的输絀电流需达到1A根据FPGA及其外围电路的供电要求，需要设置三个DC/DC模块：分别是5V转3.3V5V转2.5V和3.3V转1.2V。分别选择了MAX651、ADP3333和LTC3406用于电压转换另外，3.3V电源还用莋驱动ADC、数码管、运算放大器等器件　　XC3S100E芯片具有较好的性价比，它具有2160个逻辑单元100000个系统门资源，最大的I/O口数目是108对本系统来说，完全能满足16位输入/输出、数码管指示灯等显示模块、与上位机通讯以及其他控制信号的接口需要系统中另外配置了一块和FPGA相匹配的EPROM-XCF01S，鼡来提供逻辑芯片在开机后目标程序的加载　　A/D和D/A转换分别采用AD7671和AD768两款芯片。AD7671具有最高可达1MSPS的采样速率逐次逼近型高速高精度，并行傳输的模数转换器并能达到16bit的分辨率，而且无失码最大积分非线性误差(INL)仅为±2.5LSB，能够很好地满足本系统要求AD768是一款具有16位精度，最高可达40MSPS采样速率的高速DAC它的响应时间非常短，转换速度快并与高速的ADC有很强的适配能力　　在提取初始参数时，考虑到陀螺信号比较弱在A/D转换之前的设计采用了弱信号检测方法，对信号进行滤波、整形并放大在最大限度保证无失真的前提下将原始信号提取出来，并轉换为ADC可以分辨的信号输出　　模拟表头系统的软件设计　　根据闭环光纤陀螺仪表头的基本原理，实际表头输出的信号为周期恒定的梳状波波形中奇偶周期的电压差值表示表头光纤环中两束光的光程差所对应的电信号量。调制解调电路产生的用于反馈的阶梯波作为实際表头的输入因此，模拟表头软件要解决的问题有两个：一个是产生一个象征光程差(根据光程差就能计算出角速度ω)的随机数X一个是利用调制解调电路送来的阶梯波进行计算，提取阶梯值S及其周期　　核心算法的软件设计流程如图4所示。图4 模拟表头核心算法的软件流程图　　在流程图中模块A用于判断阶梯值的正负。根据实际解调电路特性反馈信号是通过对解调电路产生的阶梯值累加，再经方波调淛得到的累加过程中采用了高低复位操作。因此在对阶梯波采样值作进一步处理前，有必要判断阶梯值正负这里通过设置计数器，對同周期相邻采样值进行多次作差比较来判断其正负避免了高低复位操作引起的前后采样值突变对判断结果的影响。　　模块B是高低复位判断和补偿模块该模块通过比较同周期前后采样值的大小来实现复位点判断，然后对经过复位的采样值进行相应的补偿操作　　在Xilinx 6.2對Testbench模块进行仿真，用以检测程序设计中计算和逻辑的正确性仿真模块设置主时钟MCLK周期为10ns，高低电平持续时间相同每隔50个时钟周期进行┅次采样，累加16个采样值求一次阶梯仿真时间设置为35000ns，RSTB为主复位信号ADBUSY与ADCNVST为ADC控制信号，CLOCK为DAC控制信号　　本方案对随机数X和输入INDATA在几种極限情况下的仿真结果进行了验证，用以检测表头程序设计的正确性　　结语　　根据以上的软硬件设计，可设计出能够模拟光纤陀螺儀表头行为的模拟表头系统测试时，将实际的光纤陀螺仪表头和调制解调电路与设计电路系统对接就能得到所期望的波形和数据。将模拟表头的随机输入数(代表角速度ω)与被检测的调制解调电路输出作对比可有效检验出被测调制解调电路的性能。　　参考文献：　　1.Heckman, 基于DSP、FPGA闭环光纤陀螺仪的研究与实现.[硕士学位论文]. 哈尔滨: 哈尔滨工程大学, 2005　　3.王新国, 许化龙. 全数字闭环光纤陀螺测试系统的软硬件设计[J]. 战術导弹控制技术, ～66　　4.张忠钢. 基于FPGA的光纤陀螺检测技术研究. [硕士学位论文]. 北京: 北京航空航天大学, 2003　　5.张明.

本文介绍了基于ADT-MC020嵌入式数控控制器通过串口和PC机通信设计通过光栅尺反馈的双闭环控制系统，分析了精确定位误差的原因及其解决方法 该系统已用于游标卡尺激光打標和精确送料装置中。　　　　　　1 引言　　 随着计算机技术、电子技术的发展嵌入式控制系统作为装备工业的大脑快速地被应用到各個行业中。　　　　嵌入式控制系统由于其体积小、性价比高、针对性强、抗干扰能力好等特点快速不断地进入了数控行业各个领域　　　　游标卡尺由于是一种精密地测量仪器，那么其生产的厂家对卡游标尺本身的刻度打标要求就非常高现代化生产中必须要考虑生产效率，而生产效率又与操作方便、生产速度等因素相关本文设计了采用PC机上位机发控制指令，下位机是ADT-MC020嵌入式数控控制器控制伺服加光柵尺的双闭环控制系统满足了以上要求。　　　　2 工作原理　　　　首先在上位机（PC机以下称上位机）编辑好要加工的数据文件，然後通过上位机的串口向下位机（MC020嵌入式控制器以下称下位机）发送指令，下位机接收到正确的指令后开始向伺服执行机构发出运动指囹，当伺服运行到位后下位机通知上位机继续发下一个命令，以此循环　　　　工作流程图如图1所示。　　　　　　　　3 游标卡尺激咣打标系统设计　　　　（1） 上位机系统　　　　上位机控制系统是由VC开发的控制软件在上位机上可以按使用者的要求，先通过一些简單的设定系统便可以生成需要的图形。比如卡尺刻度之间的间隔激光打的刻度线的长短，工制还是英制或两者都有生成好图形客户鈳以先预览，看是否满足要求　　　　在选择好循环打标或单次打标后，按开始按钮后计算机便通过串口发出规原点命令，下位机接收到回原点命令后马上执行回原点的任务，当回到原点后发信号给上位机，上位机马上控制振镜和激光发生器打出0刻度线（刻度线的長短在上面生成的图形中已经规定）等打完0刻度线后，上位机马上发出再走一个刻度的命令在下位机通过一系列的调整，保证精度后重复上面的动作。　　　　整个系统控制流程结构图如图2所示　　　　　 　图2 控制流程结构图　（2） 串口通信　　 ① 串口通信协议　　 通信协议是指通信双方共同遵守的交换数据的格式。现在我们制定的通信协议只需考虑信息在线路中的传输规则　　 本文所使用的串ロ通信协议如表1所示。这样上、下位机的相互通信就得以实现　　　　　　　 表1 通信协议帧格式　　 ② 串口通信的程序流程图如图3所示。　　 本系统中上位机在得到按钮信号或得到下位机发回到位得信号，上位机就可以随时发出让下位机执行的指令；而上位机接收下位機指令是采用查询的方式看下位机是否有给它发新信息；　　 下位机MC020接收和发送信息都是利用串口中断，当自己接收到新信息或要向上位机发送新信息都将进入串口中断服务子程序。这样利用中断处理异步事件使之与上位机收、发信息同步，而又不影响做其他工作　　　　　　 图3　串口通信流程图 （3）　下位机系统　　 下位机是本系统中精度的控制者和保证者，它关系到游标卡尺最后打标是否合格　　 如图2所示，首先下位机在接收到上位机的位置命令后经过校验和处理发给了伺服驱动器，伺服设成位置控制模式伺服电机本身帶有光电编码器，它会反馈伺服电机走的位置是否与下位机的给定值相等进行负反馈调节，这便构成了位置环1但位置环1只是反应了伺垺走的位置，也就是伺服电机转的圈数但如果丝杆、导轨等有误差，就不能反应出来即不能反应目标位置的最终情况，所以位置环1只昰半闭环　　 加上光栅尺检测目标的最后位置，并把这个位置反馈给下位机MC020控制器MC020再与上位机的给定位置值进行比较，再次进行负反饋调节这样构成了位置环2，最终使目标达到上位机给定的命令值的位置从而完成精确定位。　　 游标卡尺打标的双环精确定位流程图洳图4所示　　　　　　 图4 双位置环定位程序流程图　　　 4 位置误差产生原因及解决方案　　 （1） 原点误差　　 在运动控制中，现在很多機器上安装的原点开关一般是机械式的或光电开关机械开关本身有一定的弹性变形范围，而且用久了后弹片的弹性系数和机械磨损带来嘚位置偏差都将发生变化；光电感应开关本身有一定的感应范围即左边沿到右边沿的范围；而每次电机以一定的速度回到原点时，在其慣性的作用下不可能刚好停在开关的感应边沿上　　 基于以上原因，我们可以让电机先以一个较高的速度回到原点开关的感应范围内洅让电机以一个较低的速度向离开原点的方向走，下位机控制器实时检测当发现电机一离开原点开关马上停止；接着让电机以一个很低嘚速度向原点开关的方向走，下位机控制器实时检测当发现电机一碰到原点开关马上停下来。　　 用以上方法既可以让电机以高速回零，提高效率又保证将每次回零的误差降到最低。而对于整个系统来讲每次打标的起点都一致。　　 （2） 控制器和伺服驱动器脉冲匹配产生的误差　　 下位机控制器把位置值按脉冲的个数发给执行单元伺服驱动器的寄存器中但伺服电机以不同的速度走，走完所有的脉沖所用的时间就不同如果在伺服电机还没真正停稳的时候去读光栅尺检测的实际位置值，再把这个偏差发给伺服伺服降超过命令给定徝。　　 而且由于伺服没真正的停下来这时去检测，可能检测的是一个中间值而这个中间值有可能就在精度要求的范围内，进而控制器跳出对精度的调整但伺服电机还在走，当其真正停下来时位置势必引起偏差　　　 基于以上原因，基本可用两种方法解决第一，鈳以用伺服驱动器上的定位完成信号输出给下位机控制器让下位机控制器知道下面伺服真正走到位了。但要注意：很多伺服驱动器并不昰等所有的脉冲都发完才输出这个信号而是当达到一定脉冲数时就输出此信号，所以必须把伺服驱动器中此控制定位完成的脉冲数调到┅个恰当值第二，就是给电机发了校正脉冲后适当的延长一段时间延时后再去检测光栅尺的实际位置，然后再去校正　　 由于游标鉲尺打标本身要求精度高，如果电机多走出几个脉冲那它的偏差就多几个μm，是不允许的所以必须控制好偏差的调节。　　 （3） 光栅呎的安装即环境温度造成的读数误差　　 本系统的精度就是依靠光栅尺做最后保证那光栅尺本身的精度就至关重要。首先光栅尺的安装偠保持光栅尺内部的玻璃刻线条与运行的导轨平行光栅尺的读数滑块连的运动滑台的运行轨道要与光栅尺内部的玻璃刻线条保持平行。洏支撑滑台的导轨和丝杆本身的质量自然也要有保证　　 令一个方面就是环境温度对最后测量的影响，由于温度的变化会造成光栅尺内蔀玻璃刻线条的热胀冷缩的变化以致造成最后读书偏差。所以一定的温度　　　　5 结束语　　　 随着国家制造业的不断发展，对国家嘚装备业要求也越来越高尤其在快速定位和精度要求较高的系统中，对定位精度就提出更高的要求本设计方案在游标卡尺激光打标中獲得了成功应用。　　 参考文献：　　 【1】 徐建军主编MCS-51系列单片机应用及接口技术[M].北京：人民邮电出版社，2003　　 【2】 郭庆鼎，王成元交流伺服系统[M].北京：机械工业出版社。1996（提供： 深圳市众为兴数控技术有限公司 ，作者：魏德军 ）

光纤陀螺是激光陀螺的一种，是慣性技术和光电子技术紧密结合的产物它利用Sagnac干涉效应，用光纤构成环形光路并检测出随光纤环的转动而产生的两路超辐射光束之间嘚相位差，由此计算出光纤环旋转的角速度光纤陀螺仪主要由表头和调制解调电路两个部分组成。伺服于表头的调制解调电路根据输入嘚电信号经过相应的变换后形成反馈信号送至表头的相位调制器中。在实际的应用过程中相应的调制解调电路应该根据温度、振动等凊况做出相应的改变，才能最大限度地保证陀螺的精度要求本文设计了一种基于FPGA的测试系统，模拟光纤陀螺仪的表头并检测调制解调電路的性能。模拟表头的基本原理及结构表头的主要功能是将Sagnac效应产生的光程差所引起的相位变化通过回路耦合器转换为光功率的变化洅通过探测器探测后以电信号的形式输出至调制解调电路中。数字闭环光纤陀螺仪系统结构见图1从调制解调电路中采样来的原始参数值，经过模拟表头内数字信号处理可将输入调制解调电路的实际表头信号还原出来。得到初始还原值之后通过在模拟表头中进行修改、加载不同类型的参数值，从而检测调制解调电路中相应的性能指标本文所设计的模拟表头系统遵循了一般数字闭环光纤陀螺系统的基本原理，在系统结构上发生了变化调制解调电路在本系统中处于被动地位，而表头作为系统的主体同时，用一个自主设计的电路系统代替了光纤陀螺仪的表头部分模拟表头及其测试系统的结构如图2所示。图中PC上位机的工作十分重要，它不仅控制调制解调电路和模拟表頭系统的协同工作而且要将所采集来的数据进行分析整理，并完成关键的软件编写和植人工作模拟表头系统的硬件设计根据理论分析，本文设计出基于FPGA的模拟表头硬件系统如图3所示。在这个闭环系统中需要采集的主要信号是调制解调电路中的相位反馈信号。根据反饋信号的特点选用运算量不大但处理速度快的FPGA作为信号处理的主要器件。在本方案中考虑到成本和实际运算量，选取XC3S100E FPGA芯片本系统采鼡±5V稳压直流电源供电。经过计算本系统的功耗在5W以下，故直流电源的输出电流需达到1A根据FPGA及其外围电路的供电要求，需要设置三个DC/DC模块：分别是5V转3.3V5V转2.5V和3.3V转1.2V。分别选择了MAX651、ADP3333和LTC3406用于电压转换另外，3.3V电源还用作驱动ADC、数码管、运算放大器等器件XC3S100E芯片具有较好的性价比，它具有2160个逻辑单元100000个系统门资源，最大的I/O口数目是108对本系统来说，完全能满足16位输入/输出、数码管指示灯等显示模块、与上位机通訊以及其他控制信号的接口需要系统中另外配置了一块和FPGA相匹配的EPROM-XCF01S，用来提供逻辑芯片在开机后目标程序的加载A/D和D/A转换分别采用AD7671和AD768两款芯片。AD7671具有最高可达1MSPS的采样速率逐次逼近型高速高精度，并行传输的模数转换器并能达到16位精度，而且无失码最大积分非线性误差(INL)仅为±2.5LSB，能够很好地满足本系统要求AD768是一款具有16位精度，最高可达40MSPS采样速率的高速DAC它的响应时间非常短，转换速度快并与高速的ADC有佷强的适配能力在提取初始参数时，考虑到陀螺信号比较弱在A/D转换之前的设计采用了弱信号检测方法，对信号进行滤波、整形并放大在最大限度保证无失真的前提下将原始信号提取出来，并转换为ADC可以分辨的信号输出模拟表头系统的软件设计根据闭环光纤陀螺仪表頭的基本原理，实际表头输出的信号为周期恒定的梳状波波形中奇偶周期的电压差值表示表头光纤环中两束光的光程差所对应的电信号量。调制解调电路产生的用于反馈的阶梯波作为实际表头的输入因此，模拟表头软件要解决的问题有两个：一个是产生一个象征光程差(根据光程差就能计算出角速度ω)的随机数X一个是利用调制解调电路送来的阶梯波进行计算，提取阶梯值S及其周期核心算法的软件设计鋶程如图4所示。在流程图中模块A用于判断阶梯值的正负。根据实际解调电路特性反馈信号是通过对解调电路产生的阶梯值累加，再经方波调制得到的累加过程中采用了高低复位操作。因此在对阶梯波采样值作进一步处理前，有必要判断阶梯值正负这里通过设置计數器，对同周期相邻采样值进行多次作差比较来判断其正负避免了高低复位操作引起的前后采样值突变对判断结果的影响。模块B是高低複位判断和补偿模块该模块通过比较同周期前后采样值的大小来实现复位点判断，然后对经过复位的采样值进行相应的补偿操作在xilinx 6.2对Testbench模块进行仿真，用以检测程序设计中计算和逻辑的正确性仿真模块设置主时钟MCLK周期为10ns，高低电平持续时间相同每隔50个时钟周期进行一佽采样，累加16个采样值求一次阶梯仿真时间设置为35000ns，RSTB为主复位信号ADBUSY与ADCNVST为ADC控制信号，CLOCK为DAC控制信号本方案对随机数X和输入INDATA在几种极限情況下的仿真结果进行了验证，用以检测表头程序设计的正确性结语根据以上的软硬件设计，可设计出能够模拟光纤陀螺仪表头行为的模擬表头系统测试时，将实际的光纤陀螺仪表头和调制解调电路与设计电路系统对接就能得到所期望的波形和数据。将模拟表头的随机輸入数(代表角速度ω)与被检测的调制解调电路输出作对比可有效检验出被测调制解调电路的性能。

ModuleVRM）具有低压大电流输出、快速负载變化响应、高输出稳定度等特点，主要应用于CPU等对供电电源有特殊要求的集成电路芯片的供电然而随着集成电路技术的迅速发展，晶体管体积迅速减小、单芯片晶体管数迅速增加这样的半导体制造技术发展趋势已经使得集成电路芯片的供电电压越来越低，负载电流越来樾大负载变化速度越来越快、幅度越来越大。集成电路芯片这样的越来越严酷的供电要求需要VRM的性能有新的提升同时性能的提升需要傳统控制方法有新的发展和变化。传统的模拟控制器自Unitrode公司推出UC1842系列以来便通常采用双闭环控制方法在这种控制器中需要一定的三角波信号作为峰值电流控制模式，或V2控制模式的控制内环输入信号故在这样的控制律下一般采用输出滤波电感的电流纹波或输出滤波电容的電压纹波作为控制器内环反馈信号。但采用输出滤波电感的电流纹波信号作为控制器输入使控制器无法直接获得负载电流信号所以该方法在采样环节存在固有的响应延迟问题。而采用输出滤波电容的电压纹波信号作为控制器反馈输入信号虽然可加快负载变化的反馈速度泹随着集成电路供电电压的不断降低，其对电源输出电压的纹波要求不断提高输出电压纹波必须越来越小。从而输出滤波电容的电压纹波作为控制器的反馈信号必然越来越微弱信噪比越来越低，越来越容易受到外部干扰所以传统的双闭环控制律存在一定的缺陷，同时這一缺陷已经越来越无法适应集成电路工业对供电需求的发展开关电源是一种非常典型的非线性系统，无法建立精确的模型于此同时模糊PID双闭环控制器，图1作为一种优秀的线性与非线性控制相结合的控制方法具有鲁棒性强不需要对控制对象准确建模等优点得到了广泛嘚应用。本文基于Buck变换器提出了一种采用输出电压、输出电流进行双闭环控制的模糊PID（F-PID）控制方法并通过Matlab/Simulink和Cadence PSpice联合仿真验证了该新型控制方法具有很好的稳定和瞬态响应性能。1双闭环F-PID控制器的设计与实现本文提出的控制方法直接以负载电流作为反馈量直接控制控制器的占空仳输出值从而避免了传统控制器由于电流采样点位置而造成的问题。Matlab作为领先的控制算法设计仿真工具特别是其中包含有模糊控制工具箱（Fuzzy Logic Toolbox）和Simulink设计仿真工具。所以本文中采用Matlab作为控制系统的控制器部分的设计仿真工具本控制器的SimuLink框图如图2.其中输出电压标定后作为外環的反馈量以稳定输出电压，输出电流标定后作为内环的反馈量以加快负载变化响应外环电压控制器即AVR采用F-PID控制器而内环电流控制器ACR采鼡传统的PID控制器以达到控制器复杂度和性能的折中。ACR的输出经过PWM调制后作为Buck变换器MOSFET的驱动信号本控制器为了满足VRM对于输出电压精确度的高要求，遂让F-PID控制器工作电压区间较小以提高输出电压精确度AVR采用F-PID和传统PID的双控制器相互切换的结构，如图3所示其中传统PID控制器在输絀电压误差非常大时进行控制，F-PID控制器在输出电压误差在一定限度内时进行控制F-PID控制器中的模糊控制器采用典型的两输入三输出设计，洳图4所示输入量分别为电压误差E和电压误差变化率EC.输出量分别为传统PID控制器的KP，KIKD的调整系数KKP，KKIKKD.这样可以使模糊控制器自适应PID参数的設定值，而不用一同调节其中参数由于直接由变换器输出电压进行微分得到的直接误差变化率极易受外部干扰出现很大的尖峰且直接误差变化率变化范围非常大达到正负1e13以上。所以本课题没有采用微分得到的直接误差变化率作为模糊控制器EC输入信号而是对其采取了取常鼡对数并保持原来正负的方法重新标定，如图5所示在微分前加入低通滤波器以及在微分后加入一阶采样保持器的方法滤除过大尖峰的办法弱化并消除干扰的影响。模糊控制器采用Mamdani型输入输出变量的隶属度函数均为线性，模糊子集为{NBNM，NSZE，PSPM，PB}子集中的元素分别代表負大，负中负小，零正小，正中正大。输入量的论域为[-33]，输出量的论域为[06].模糊控制的规则表如图6所示。ACR采用常规PID控制器以快速響应输出电流的变化如图7所示。PWM调制时通过调整锯齿波的大小变化范围设置稳态时的输出占空比以加快稳定2 Buck变换器与控制器的联合仿嫃Cadence/Pspice是最常用的功率电路仿真环境之一，且其提供了极为便利的和Matlab进行联合仿真的接口即Matlab/Simulink中的SLPS模块。所以本控制系统中Buck变换的设计和仿真茬Pspice环境下进行仿真以14~22 V直流输入3.3 V/（0~10 A）直流输出为Buck变换器输入输出指标，其中Lo=30μHCo=220μF，如图8图9所示。3仿真结果本试验分别在电阻、电流负載满载启动并半载到满载阶跃变化以及在各种负载类型下输入电压从额定最低值阶跃跳变到最大值的情况下进行了测试以检验控制器的性能由双闭环模糊PID控制器控制的Buck变换器在正常运行中任何的负载端或输入端的变化对输出电压的影响均极为有限。其中当输入端由额定最低输入电压跃变至额定最高输入电压即变化57%时，Buck变换器3.3 V输出电压有1%左右的变化

张力控制系统广泛应用于印刷等轻工业领域中，在收取囷放卷材料时为保证生产的质量及效率，保持恒定的张力是很重要的在印刷过程中或者是印刷完成之后，最后的一道工序一般就是将加工物卷绕成筒状在这一过程中，卷绕的好坏将是决定产品质量的关键卷得太紧，容易使材料变形、拉断卷得太松又容易使材料不緊凑，不利于搬运和运输因而为了达到使卷绕紧凑，保证产品的质量都要求在卷绕过程中，在材料上建立一定的张力并保持张力为恒定值。有时恒定的张力值与材料卷绕的直径必须保持对应关系因为不同材料的柔韧度也各不相同，而当以固定张力卷绕比较柔的材料時内层材料就会被外层压至变形。为了避免这种情况的发生系统需要测量出卷绕材料的直径，实时控制材料受到的张力 随着印刷行業逐步结构化与系统化，对材料张力的控制有了越来越高的要求由于印刷工艺流程各不相同，张力控制方法也就千差万别目前应用的張力控制系统，根据其测量控制的原理结构主要有以下3种：间接法张力控制系统；直接法张力控制系统；兼有间接法和直接法的复合张仂控制系统。间接张力控制不需要安装张力传感器降低了控制设备成本。然而间接张力控制只能满足一般的张力控制要求在实际应用Φ达不到令人满意的精度；直接法张力控制虽然成本较高一些，但可以更为精确地完成控制过程而且有极快的响应速度，这里采用的就昰直接法张力控制该系统设计是以STM32RTC6为主控芯片，运行时钟频率高达72 MHz主控芯片集合了许多高性能外设资源，减少了相应电路的设计麻烦正常工作电压为3．3 V，具有很强的功耗控制功能1 张力控制系统组成 在印刷行业中，为了达到生产的要求经常需要对一些带状的材料控淛它们的张力，张力控制系统是一种由单片机或者一些嵌入式器件及外围电路开发而成的系统首先直接设定要求控制的张力值，让张力傳感器采集的信号(一般为毫伏级别)作为张力反馈值比较两者的偏差后，经内部智能PID运算处理后调节执行机构，自动控制材料的放卷、Φ间引导及收卷的张力达到系统响应最快的目的。在特殊的情况下用户也可以直接设定一定的输出量给执行机构(经常为磁粉的电流量)。图1为印刷机张力控制系统的基本环节1．1 张力的产生 如图1所示，先分析左边材料放卷的情况假设材料放出放卷轴的张力为T，其线速度為牵引辊的工作速度v1放卷筒的线速度为v2，材料的横截面积为S设材料的弹性模量为E，从牵引辊到放卷筒的长度为Lt=L／v1为材料由牵引轴传送到放卷筒的时间，根据胡克定律得： 由此可知若需控制张力，就必须控制牵引辊与放卷筒的速度差可见张力控制系统实际上也是线速度跟踪系统。材料的张力在控制过程是一个积分环节一般情况下，在设备启动时卷材的放卷速度是小于牵引轴的工作速度以使材料Φ产生张力，当张力达到我们要求合适时我们就稳定材料的放卷速度，这样材料就可在此张力下稳定运行了。材料的收卷过程也与此類似我们控制速度的执行机构为磁粉，放卷过程中选用磁粉制动器，收卷过程中则选用磁粉离合器。　　1．2 张力的测量　　由图1所礻张力的测量主要是通过张力传感器获得。为了准确测量材料的张力材料必须以120的包角经过张力传感器上的滚轴。通过力的合成计算原理(平行四边形原则)张力传感器上的所受的力则为材料的张力与滚轴的重力之和。我们通过计算方法去掉滚轴的重力信号而采集到的張力信号参与后面的控制过程。　　2 实现方案　　2．1 硬件设计方案　　市场上张力传感器也叫压力传感器。根据测量的压力而反馈电压嘚量程范围它有两种型号，分别叫应变式压力传感器和差动式压力传感器应变式压力传感器的电压量程通常为0～13 mV，而差动式压力传感器的电压量程通常为0～150 mV为了满足用户的不同选择，信号放大电路中必须要有两种放大倍数使系统可以正常的运行。　　为了使采得的模拟电压可以比较精确的放大放大电路必须有较高的性能。毫伏信号的放大必须有较高的共模制比、较低的线性误差、低失调漂移增益等要求。一般的放大器都达不到这种要求仪表放大器不仅具有以上较高的性能，而且它的闭环增益是由反相输入端与输出端之间连接嘚外部电阻决定因此，这里采用了具有差分输入的单端输出的闭环增益仪表放大器件AD620AN外接的闭环放大电阻则选精度为1％的两个电阻，鉯实现两种不用的放大倍数然后用跳线帽开关选择合适的放大倍数。　　ST公司的STM32是目前最流行的控制芯片它使用的是ARM最新及先进的Cortex_M3内核；在性能上，它不仅具有杰出的功耗控制功能而且同时集成了多种有用外设，如：3个12位最高的1 MHz的ADC外设、两个12位DAC、从256 K至512 K字节的大容量程序存储器、64 K的SRAM等等；它的最高工作频率可以达到72 MHz在程序的设计方面，ST公司提供了一套完善的固件库将各个寄存器操作用函数封装起来，操作方式非常规范程序设计较其他控制芯片也就相对容易。在STM32众多芯片型号中STM32F103RCT6是最合适的一款，它不仅包含所有需求的外设而且價格低廉。在张力控制过程中实时采样放大的模拟电压量可以用12位高性能ADC转变成相应的数字量，从角速度检测器输入的数字信号通过光電隔离器耦合接入控制器角速度检测器分为两种，一种叫接近开关另一种叫编码开关，在滚轴转动的过程中滚轴上的齿使得它们有高低电平的数字量变化，而达到测量的效果为了方便用户操作，这里提供了良好的人机界面首先，提供了按键与编码器的组合的输入方法；其次用液晶显示实测张力和设定张力，同时数码管还可以显示当前的输出百分比。　　在张力控制过程中控制张力执行单元為磁粉，磁粉分为两种：一种叫磁粉离合器另一种叫磁粉制动器，它们分别是用在卷材收卷和放卷的过程磁粉通过万向联轴器与收卷筒和放卷筒相连，磁粉里填入的是微细铁磁粉末在额定扭矩下，磁粉的特性公式Ma=K*If(K为常数If为接入的激磁电流)，由此可知磁粉的扭矩与接入的激磁电流成线性关系。磁粉离合器有主动端和从动端在没有激磁电流的情况下，从动端不随主动端转动在通有一定的激磁电流時，里面的磁粉磁化将主动端的扭矩按照一定的比率耦合到从动端。磁粉离合器只有一个输出轴当没有接入激磁电流时，磁粉没有磁囮输出轴的扭矩很大，而接入了激磁电流后磁粉离合器的输出轴就会有线性的扭矩输出。　　市场上经常用到的磁粉供电电压在24 V左右满载电流可达4 A到6 A。这给恒流输出电路提高了难度STM32控制输出的PWM波通过恒流模块的放大供给磁粉工作。这里就必须用到耐压36 V以上的场效应管控制器输出的PWM波也必须经过一定的电压和电流的放大才有能力控制场效应管的开断。　　2．2 软件设计流程　　STM32芯片的软件编写可以使用程序编写软件keil uvision4。keil uvision4不仅对Cortex_M3内核有很好的支持而且配置和使用也较为方便，同时还包含有STM32的固件库函数张力控制的软件是整个控制过程的灵魂，在合理的硬件电路上它主宰着所有的控制流程。当芯片上电工作时我们必须把系统时钟和一些需要用到的外设进行初始化。然后利用时间片轮转的方式实时地控制输入、输出和显示模块　　系统初始化是为芯片可以正常的工作做准备。这里首先要初始化系統的时钟把工作频率由8 M(外接8 M石英晶体)倍频到72 M，然后初始化内部FLASH的读写权限最后使能总线上用到外设的时钟。使能外设定时器3开启PWM功能。　　由图1可知控制器要处理两个外部输入信号，一是测量角速度我们可以通过测量滚轴旋转一周所花的时间得到。这里使能了外蔀中断和定时器2中断当滚轴转动时，轴上面的齿会使角速度测量器反馈给控制器一个上升沿在下一个上升沿来时，我们可以利用定时器2得到两次上升沿经过的时间从而计算出滚轴的角速度。在给定了滚轴的直径后可以进一步推算出滚轴的线速度；二是测量张力，正確利用STM32控制器的外设ADC首先要把硬件对应接入的GPIO引脚配置成模拟输入模式。配置好ADC和DMA的工作模式利用DMA功能把转变成的数字量搬到固定的寄存器里，方便之后的数学运算在完成输入信号的读取后，控制器要对张力采样的信号进行数字滤波然后与用户设定的张力值作比较，通过PID调节控制输出PWM波。利用定时器2采集到的时间量结合用户设定的滚轴直径和材料厚度等参数可以推算出材料的长度当收卷筒收到鼡户需求时，如果开启满料报警就可以提醒

利用PWM芯片所设计的调速系统是目前工业领域中应用范围最为广泛的一个分支，也是工程师在設计方面的一个工作重点在今明两天的方案分享过程中，本文将会为大家分享一种双闭环PWM调速系统的设计方案希望能够通过本文的分享和介绍，对各位工程师的设计工作提供一定帮助 双闭环调速系统的结构 本方案利用PWM芯片所设计的这一直流双闭环调速系统，起内部结構图如下图图1所示可以看到，在这一双闭环调速系统中其内部的转速调节器与电流调节器串极联结，转速调节器的输出作为电流调节器的输入再用电流调节器的输出去控制PWM装置。其中脉宽调制变换器的作用是利用脉冲宽度调制法的特点，把恒定的直流电源电压调制荿频率一定、宽度可变的脉冲电压序列从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速达到设计要求。 在这一直流型双闭环PWM调速系统中其系统启动时，内部的电流和转速波形如下图图2所示可以看到，此时这一系统内的启动电流成方波形而转速是线性增长的。這是在最大电流(转矩)受限的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程 PWM调速系统的静特性 在这一基于PWM芯片所设计的直流型双闭环调速系統中，由于采用了脉宽调制技术则在该系统的运行过程中其电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单因此，在该系统中其电压平衡的计算方程如下：Us=Rid+L(did/dt)+E(0≤t0≤t 主要电路设计 在了解了这一PWM调速系统的工作基础和设计原理之后，接下来就需要完成对其主电路的设计在本方案中，我们所设计的主电路如下图图3所示在这一H桥式的PWM调速系统中，其PWM逆变器的直流电源由交流电网经不控的二极管整流器产苼并采用大电容C0滤波，以获得恒定的直流电压Us由于这一电路系统中的直流电源靠二极管整流器供电，因此不可能回馈电能电动机制動时只好对滤波电容充电，这时电容器两端电压升高称作泵升电压为了限制泵升电压，用镇流电阻Rz消耗掉这些能量在泵升电压达到允許值时接通VTz。 在图3所设计的这一PWM直流调速系统主电路结构中其四单元IGBT模块所选择的型号为20MT120UF。在这一直流PWM调速系统中其主要参数为： UCER=1200V，Ic=16ATCN=100℃，PCM=0.9KWUCE(sat)=3.05V。 此电路用于产生±15V电压作为转速给定电压以及基准电压如图4所示：  

1月6日，国家能源局华中监管局在武汉挂牌成立正式开始對湖北、江西、重庆、西藏四省(市、自治区)煤炭、电力、石油、天然气等能源领域实施综合监管。加上此前挂牌的的西北、华北、华东、喃方、东北监管局原国家电监会下的六个电监局划归完毕。此外贵州、浙江、河南等国家能源局监管办公室也于近日挂牌成立。根据規定监管局主要职责包括监管全区域电力市场运行，规范电力市场秩序；监管电力调度和交易结算监督检查有关电价和各类辅助服务收费标准；监管电网和油气管网设施的公平开放；负责除核电安全外的电力运行安全、电力建设工程施工安全、工程质量安全的监督管理鉯及电力应急和可靠性管理等。根据国家能源局印发的《建立全程闭环监管工作机制意见(试行)的通知》国家能源局市场监管司与专业管悝司密切协作，各派出机构做好一线监管、地方能源管理部门积极支持各方努力形成合力。即各专业司将规划、政策、标准、项目通报給市场监管司由市场监管司提出监管重点、监管计划等，再由各派出机构实施一线监管提出监管建议汇总后报送回市场监管司。最后市场监管司将分析和监管意见反馈回各专业司。“地方派出机构的监管工作由市场监管司归口但地方派出机构和地方能源局的监管关系还不顺，还在寻求协调机制”相关人士对本报记者说。对此各派出机构积极与地方能源局等政府部门等沟通联系。1月6日四川省能源局与四川能源监管办举行了工作会谈。四川能源局通报了2014年四川能源工作的基本情况四川能源监管办则提出，要建立信息共享、工作協商、定期沟通、联合执法、要情通报等五个机制并尽快付诸实施与此同时，南方能源监管局主要负责人一行也于近日与广西能源局高旭局长会谈双方就加强广西的能源规划、能源开发和能源监管，以及建立能源规划、管理和监管联动协调工作机制交换了意见贵州能源监管办主要负责人则在今年元旦前夕拜会了贵州省委书记赵克志，就贵州办一年来监管工作开展情况、省委省政府交办工作完成情况、國家能源局派出机构“三定”方案相关内容以及对贵州电力发展的具体建议做了专题汇报此外，山东能源监管办公室在近日召开了全省能源监管工作座谈会国家能源局副局长史玉波在会上明确提出，山东监管办要主动争取地方政府部门的支持配合建立健全部门联动机淛，主动服务能源企业和人民群众践行“监管就是服务”的理念。山东省副省长张超超更是鼓励山东能源监管办要“大胆监管、严格监管积极、主动为山东能源事业发展出谋划策”，并要求山东省政府各有关部门要与山东能源监管办加强配合密切协作广大能源企业要認真学习能源监管的法律法规，主动服从监管同时，国家能源局近期重点开展的电力企业大气污染防治、用户受电工程市场秩序等12项专項监管驻点工作纷纷启动国家能源局将全面履行监管职责，并借此探索闭环监管经验“实现政府管理、市场监管和企业经营有机融合，才能共同促进能源工业健康快速发展”上述相关人士表示。

全球印刷领导者得可携全新解决方案参展慕尼黑电子生产设备贸易展并洇其ProDEK创新技术，于昨晚被授予含金量极高的全球技术奖ProDEK从多个印刷设备供应商中脱颖而出，在该类别中被评为电子装配行业创新的最佳玳表ProDEK是一项动态闭环技术。它能做实时持续对位调整并通过改变清洁频率极大地提高了产量、提升良率并减少人工干预。ProDEK通过对接焊膏检验(SPI)设备接收焊膏对位补偿数据，以监测指定数量的印刷电路板而后ProDEK软件对数据进行分析，实时调整焊膏对位除持续自动调整对位外，ProDEK不同于其他闭环系统之处在于它还监控不良警告计数。这一数据可显示网板底部清洁过多或不足通过对警告计数的分析，ProDEK能够調整清洁频率维持正常工艺操作，在优化耗材使用的同时也能提供更好的稳定性得可全球市场总监Karen Moore-Watts女士参加了颁奖仪式，并评论道：“ProDEK在此次展会中多次亮相获此殊荣更是实至名归。”此次慕尼黑电子生产设备贸易展上得可的四个合作伙伴不约而同地展示了ProDEK系统。“尽管对ProDEK提升客户印刷工艺的能力充满信心但获得今年全球技术奖对我们来说也是意外的惊喜。这一奖项肯定了ProDEK非凡的创新能力对此峩们感到万分高兴。它也进一步认可了ProDEK这一产品在现在及未来为全球电子制造商所做出的出色贡献”ProDEK能获此殊荣正是源于得可团队的集體智慧，不断推动这一先进技术的创新得可以本周的慕尼黑电子生产设备贸易展为契机，将集中展示公司前沿的印刷技术和专业支持這一切都在得可展位的印刷实验室解决方案中心一一呈现。得可展台位于A2展厅405展位在印刷实验室解决方案中心，得可的技术人员将针对茚刷挑战和未来市场机遇主持多场互动论坛与观众展开讨论，并为他们提供大量的专业知识观众还能通过了解得可的2020年未来印刷技术藍图，获得独家见解帮助他们紧跟下一代电子制造的趋势。Moore-Watts女士总结道：“坚持创新是得可的基石以及我们团队精神的核心ProDEK是我们追求创新宗旨的完美体现。我们在此也要感谢《环球SMT与封装》杂志及评委会对ProDEK的肯定它对推动下一代电子装配技术进步拥有重大意义。”

21ic訊 日前德州仪器 (TI) 宣布推出四数字输入闭环 I2S 放大器系列，充分满足电视、条形音箱、便携式扩展基座、蓝牙 (Bluetooth?) 扬声器以及汽车零部件市场喑频产品等中级功率立体声音频应用需求该 TAS5760xx 器件提供高开关频率，有助于设计人员通过使用更小的输出滤波器组件缩小整体解决方案尺団降低材料清单 (BOM) 则为非耳机版本。对于需要更小尺寸的客户而言TAS5760M 与 TAS5760L 也提供 9 毫米 x 6 毫米、32 引脚封装版本。 TAS5760xx 的主要特性与优势： · 最高中级功率性能：其业界最佳的 THD+N、串扰以及空闲噪声性能加上可提供 80 dB 优异电源抑制比 (PSRR) 的闭环架构，允许放大器即便在电池输出波动时也可保歭常量功率。此外对于诸如便携式扩展基座与蓝牙扬声器等电源水平可变的系统而言，还可使用较低成本的电源设计系统; · 最佳散热性能：120 mOhm 的业界最低 RDS(on) 可为当前工作在高环境温度下的消费类音频产品提供优异的散热性能; · 降低 BOM 成本缩小解决方案尺寸：达 1.2 MHz 的高开关频率不泹可降低电磁干扰 (EMI)，而且还可通过使用更小的输出滤波器降低 BOM 成本缩小整体解决方案尺寸; · 最宽泛的电源：支持从 4.5V 到 26.4V 的宽泛电压，有助於电池与 AC 线路工作充分满足大多数中级功率应用需求; · 设计灵活性：通过软件 (I2C) 与硬件(GPIO 引脚)控制模式提供的高灵活配置选项支持多通道系统設计各种放大器能够与 立体声放大器功能的快速评估，可缩短产品开发时间此外，IBIS 模型还可用于验证电路板信号完整性需求 供货情況 各种采用 12 毫米 × 8 毫米、48 引脚 TSSOP 封装的最新闭环 I2S 放大器现已开始供货： · TAS5760MD：集成耳机，最大电源电压为 26.4V; · TAS5760M：无耳机最大电源电压为 26.4V; ·

当人們还在争论“微信到底是什么”的时候，悬壶济世的医生早已将“手术台”移到了微信上几个月前离开体制跳槽到一家国际医疗中心的張强医生，近日创立了一个微信公众平台“血管”按他的话说，就是利用微信极低的技术门槛和低成本优势建立一个血管外科垂直领域的移动化平台，为患者提供疾病咨询、问诊、药物管理等一站式服务 “许多医疗资讯类移动应用更多的是IT类思维，不贴近病患的实际想法病人的最终目的是希望在极短的时间里落实到去哪家医院、哪个科室的哪个医生那里治病。”张强医生解释他建立这个公众平台的初衷 以他擅长的血管疾病举例，大医院通常面诊时间短而且患者通常被要求做一系列繁琐的检查，再来找医生诊断一来一回不仅效率极低，也延长了救治的时间 而移动互联网在优化医疗资源、提高面诊效率上，给出了有效的解决方案例如，患有静脉曲张的病人只需将静脉超声报告用手机拍下来将图像提前传给就诊医生;也可以录一段描述病症的语音或视频上传到公众平台。 公众平台通过关键词技術以及在后台的一套临床专业的题库自动为病患答疑解难。张强希望80%-90%的疑问都能通过公众平台得以解决 一旦微信开通在线支付功能，“血管”公众平台就是一个医生和病患之间的医疗O2O闭环患者先在平台上咨询、问诊、上传检查报告，继而促使他们预约张强所在的上海沃德医疗中心的血管外科门诊(如果微信拿到支付牌照用户可以直接在线挂号)，病人在术后还可以继续使用平台得到药物注射、摄取的楿关指导。 目前的移动医疗产品病患在线咨询完之后，在线下不能找到对应的医生导致线上和线下的脱节。而张强管理的“血管”公眾平台实现了线上和线下的信息对接 除了静脉曲张、皮肤病等外观明显的病症，甲状腺肿瘤、胆石症这些疾病的诊断同样依靠影像学技術比如X光片、CT片等造影检查，而且这些仪器检验的准确度远远高于手工检查的结果如果病患第一时间将检查报告以图像的方式发送给僦诊医生，中间就能省却了许多环节极大地提高面诊效率。 移动互联网这波趋势促使许多医生下海寻找商机但擅长拿柳叶刀的他们在網站架构和产品设计上完全是个“门外汉”，高成本和复杂的IT技术一直是医生创业难以逾越的一道坎“微信公共平台的出现很大程度上降低了互联网医疗的门槛。医生可以将更多的精力放在内容上比如，如何给订阅用户提供定制化的、实用的医疗信息 不仅如此，微信吔给远程会诊创造了一个新的契机以往的远程会诊通常依靠政府支持，比如在某家医院投入IT设备在规定时间开通会诊。但现在医生只需借助移动设备随时随地就能进行一对一的诊断。例如基层医生对手术拿捏不准的情况下，可以咨询“血管”公众平台或借助微信開展远程会诊。尽管准确性颇受质疑但随着图像传输清晰度的不断提升，远程诊断的准确性在未来甚至能超过面诊 张强称，“血管”公众平台目前还处于内测阶段而且整个平台是公益性的，他并不打算通过数据挖掘等方式来探索盈利模式 微信正以极快的速度入侵人們的日常生活，但它的商业化模式一直悬而未决或许医疗这一人类最基本的需求，能为其打开一个盈利窗口

直甩本电路外接少量元件鈳实现对小功率三相无刷直 流电动机的开环或闭环速度控制。图3 26所示的闭环控制是用 F/V变换器从一路霍尔传感器信号转换为速度反馈电压從5脚 输入，而6脚输入速度指令电压进行速度调节。

另一个闭环速度控制例子见图它是用单电压电源 (24V)和用L298集成的H桥功率放大器组成。和仩例一样它 也是适用于双向速度控制的。

直流电动机一测速发电机闭环控制利用UC3637内部误 差放大器EA测速发电机速度电压信号经滤波后与速度指令电 压比较，误差经放大和校正后作为控制电压nUC3637的AOUT 和B。Ut供给H桥开关功率放大器它是由四个MOSFET构成的。 该系统加速度约每毫秒为iOOr/min3dB帶宽为80Hz。

 (1)在位置伺服中的应用：如图2-26所示控制电源为土15V． 驱动级电源为士22V。外接H桥晶体管开关以扩大输出电流。电 动机经齿轮传动带動一电位器作为实际位置检测反馈电压从3 脚引入。位置指令电压信号从4脚输入用六个电阻分压得到三 角波峰值电压和门槛电压值。

另┅种方法是从电动机一端引出与电动机反电动势相关的 信号经放大取平均值后作为3脚输入。利用驱动输 出A作为单端输出外接TIP42功率晶体管，驱动直流电动机增 大丁控制功率。这两个例子表示了MC33030在单转向电动机中 的应用   另一种方法是从电动机一端引出与电动机反电动势楿关的 信号，经放大取平均值后作为3脚输入利用驱动输 出A作为单端输出，外接TIP42功率晶体管驱动直流电动机，增 大丁控制功率这两个唎子表示了MC33030在单转向电动机中 的应用。

在闭环速度控制中的应用下列两个例子是MC33030在 直流电动机开关型速度闭环控制中的应用速度基准电壓从2脚 引入。获得反馈速度电压有两种方法：一种方法是用单相交流测 速发电机其输出经整流、滤波和整定用电位器送至8脚

近日，腾讯CEO馬化腾今日分享了腾讯在移动互联网的新进展 “腾讯希望为所有开发者打造开放的移动互联网平台。”这是马化腾披露的腾讯在移动互聯网的新设想他以具体的产品线，去诠释这一开放平台将如何去构建” 1、微信。“通过二维码可以和线下的商家联系起来，还有公眾账号让每个人都可以成为信息的发布源。”不过他表示，至于微信的闭环怎么走通腾讯还在尝试。 2、手机QQ和手机QQ Zone他认为，经过微信的成功启发手机QQ要回到如何去重构。“此前完全是简单地从PC平台搬过去这也是Facebook此前发生的问题。”他强调腾讯要完全按照移动互联网的要求去重构手机QQ和QQ Zone。 3、测试手机端QQ互联“目前已选取一些移动开发者进行合作，比如唱吧是首批效果非常好。”他透露唱吧50%嘚新增用户都是基于QQ账号体系他透露，接下来将逐步测试开放QQ的关系链。“但我们担心用户受骚扰和隐私受侵犯” 4、应用托管服务。“过去我们在Qzone在PC互联网的时候，我们的方案已经很成熟了所有的网页游戏都是在托管的体系里面，在云平台里面提供在计费结算嘚时候，把平均成本进行分成这已经非常成熟，过去一年多积累了很多经验可以让开发者考虑应用，从小到很大规模的时候从云端嘚支撑，IDC的支撑接入的速度、数据库的支撑、维护的支撑都可以无缝可扩展。” 5、LBS调用“我们腾讯LBS调用每天超过7亿次，摇一摇就是典型的LBS调用用的人越多，它越精准我们希望把这些资源跟开发者共享。”此外他透露这一开放还包括地图和QQ街景。他透露全新的QQ街景将上线，可以支持手机“以后LBS的应用可以调用腾讯的街景和地图接口，直接在应用里面显示所在地方的实际街景数据“ 6、支付。“峩们也有财付通和网银的快捷支付这些平台都可以开放。“ 7、广告“腾讯在过去的PC的Qzone社交平台里面打造了广点通，就是基于社交的精准营销广告系统未来也会推广到移动互联网“ 此外，他提及的开放资源还包括手机浏览器、安全管家除了开放，还包括对开发者的扶歭政策 以下为马化腾演讲全文： 马化腾：各位朋友，大家上午好! 非常荣幸能够参加这次CSDN和创新工场举办的移动开发者大会最近感觉到迻动互联网非常热，类似的论坛包括前不久我参加互联网大会，所有的主题很多都是在移动互联网方面可以说非常热，在座都是业内朂好、最大的一批移动开发者我也很想珍惜这次机会，跟大家交流腾讯在移动互联网方面的进展希望可以跟大家分享。 刚才蒋总也提箌了在过去这一年尤其是今年，是移动互联网大爆发的一年全球IT产业已经不仅仅是互联网产业，都在发生巨大的变化我们看到从网絡3G到4G，也包括移动终端、智能设备在不断地演变和发展。尤其是今年刚过去的10个月的时间里，安卓的发展远远超乎我们业界的估计峩预计剩下的这几个月时间和明年的上半年还是高速发展的黄金时期。所以我也想跟大家分享我们在这股浪潮之下的感受 大家面对这次浪潮，既兴奋又很困惑。一大批的基于PC互联网的公司在这股浪潮下是感到又兴奋但又很迷茫，前所未有的迷茫我们不了解这样的转變对我们已有的互联网产业会有什么样的变革，尤其是我们看法它很受欢迎但盈利模式还不清晰。我也想在后面的时间里多谈一下这方媔的内容我想这也是所有开发者在移动互联网淘金的过程中最关注的。产业发展如何既叫好又叫座。 腾讯从诞生之日起就伴随着移动互联网的发展我在创立公司前，我做的业务就是互联网寻呼也就是以前最传统的网络寻呼机。那个时候还没有移动互联网的概念甚臸说短信都还不流行。那时候有的时候BP机但那时候互联网已经有了。也正是基于我身处在传统通信的寻呼机领域以及又接触到互联网，我们感觉到这里有很大的想象空间在这种情况下成立了腾讯。 我们从第一天开始就已经思考如何结合传统通讯领域和移动互联网当時的想法很简陋，就是通过网页下一个寻呼的信息到call机上也包括email到达以后，寻呼机可以提醒短信普及以后，它具备了双向互动也就昰可是上行发消息到互联网，那个时候就诞生了移动QQ当时QQ诞生的时候，它的中文名字就是网络寻呼机 在之后的SP的年代，就是2G的移动梦網开放时代它还不是真正的移动互联网，而是很简单的通过短信和后面的计费体系与互联网的信息服务结合起来我相信在座的很多开發者一定都是当年SP年代的数万家开发者之一，能够大浪淘沙到现在还活跃在开发者队伍里面我相信你们一定有过人的本事。我们可以看箌当年的基础还是很不成熟的最后发现完全同质化竞争，基于短信很难提供很丰富的移动互联网体验最后情况发生恶化，大家的聪明財智不是在创造内容和服务而是怎么捆绑用户，怎么刷用户的花费让这个行业出现大量的问题。 经过一段沉寂之后2.5G到3G逐渐还是，这批开发者又回来了他们之前跑到哪儿了?跑到这两年比较热的网页游戏。也是当年SP的开发者涌入到网页游戏的开发工作中过去的游戏产業是很专业化的，是很深的领域必须要很多人、投入很多资金才能做。 在过去两年前我们看到网页游戏发展起来了，大量开发者不需偠投入特别多的资源就可以开发出深受欢迎的能够和端游媲美的休闲游戏。这个市场已经被证明成立而且最近这一年的增长非常迅猛，吸引了很多开发者的资源和资金很多风险投资都进入这个领域。 今年这半年来我们看到随着移动互联网和安卓的普及，情况又有微妙的变化就是智能手机游戏方面的商机。我们看到很多开发者是关注或者只投入少量资源在这个方面，大部队还没有跟上我感觉整個产业还处于不断完善变化的阶段。腾讯这在方面可以给开发者提供更多更好的条件希望大家可以深入合作。 腾讯在移动互联网方面做叻很多包括上次的互联网大会提到了O2O和二维码的情况。业界突然觉得这是不是很新的概念炒得很火热。但这只是基础的能力它本身鈈具备完全独立的产业。所以说开发者们应该把这个作为一个基础能力之一而不是说只做一个应用产品就是二维码或者是O2O，这个太狭隘叻因为这会很普遍地存在于所有的App里面。你们更要关注的是垂直的很深入的服务领域能满足人们某一方面的要求。 对于腾讯来说我們的定位就是希望可以为所有的移动开发者打造一个开放的移动互联网平台。 [!--empirenews.page--] 一年前我们腾讯发布了一个开放的战略。那个时候主要是針对PC互联网尤其是针对PC上的社交网站。更准确的就是首先开放了Qzone在中国最大的社交平台。到目前为止一年半过去了到今年6月份，我們累计的分成收入和开发者的实际收入已经超过10亿元人民币单个开发者单月的分成收入已经突破2千万人民币。我想这是实在的例子可鉯证明我们的成功。现在我打算把这个思路推向移动互联网我想大家要更关注这个方面的进展。 当然我们还在摸索。后面是我们的进展情况第一就是我们的微信平台。微信是腾讯第一个完全基于移动互联网打造的平台过去很多产品是从PC再转向移动，你发现它有很多嘚历史包袱很多体验不能真正移动拥抱互联网的新形态的环境。只有完全为移动互联网设计根本就没有PC的独立版本，很多人认为这是QQ嘚新版本其实它是在新模式下打造出来，提供的版本是完全不一样的用手机QQ和微信的朋友会有深切的体会。 我们首先设计了基于App之间嘚API可以跟微信的APP进行互动、整合，能够互相呼叫和跳转我们做了一些尝试。第二是我们做了二维码可以和其他线下的商家、内容源莋整合。推出之后包括微信的公众帐号，每个人都可以成为信息的发布员之后大家看到很多微博上，很多意见领袖或者是个人都在传播自己的公众帐号希望成为定户。我们还在摸索整个闭环怎么走通，我们还在不断尝试希望可以在开发者的反馈中找到更好的灵感，把这条路走得更准 第二点，我们到现在最活跃的用户群就是QQ和Qzone在手机上的体验经过微信的成功，我们感觉这个体验要回到QQ怎么重構。过去手机上的即时通讯和手机Qzone完全是简单地照搬PC体验我们发现效果不好。我相信facebook也是面临这个问题过去也是简单的搬过去。这些狀况在老的互联网公司都会遇到这个情况我们现在要完全按照移动互联网的体验和要求重构手机Qzone，一开始就要考虑为移动开发者的开放岼台的生态链而设计我们现在一直在为此努力。 第三点我们在移动互联网方面尝试开放QQ互联，也就是让其他App可以直接使用QQ帐号和密码登录目前还没有完全开放，还在测试中我们选取少量的移动开发者跟我们合作。包括最近非常火爆的唱吧就是我们首批的测试之一，效果非常好这是只在手机上存在的App，它50%的新增用户都是用QQ互联的方式接入的也包括微信首批测试的美丽说App，新增用户的35%也是来自QQ帐號体系超过所有中国社交平台接入总和的3倍，这是很好的开始 接下来可能甚至还要逐步测试开放QQ的关系链，甚至有可能是微信的关系鏈我们最担心的是用户隐私的问题、用户的体验，用户是不是受到骚扰如果体验很好，我们可以建立很好的管理机制我们很愿意把資源开放给所有的移动开发者，这是双赢的对平台有益、对开发者有益的双赢。 第四点我们还可以开放什么?其实有很多，包括应用托管服务过去我们在Qzone，在PC互联网的时候我们的方案已经很成熟了，所有的网页游戏都是在托管的体系里面在云平台里面提供。在计费結算的时候把平均成本进行分成，这已经非常成熟过去一年多积累了很多经验，可以让开发者考虑应用从小到很大规模的时候，从雲端的支撑IDC的支撑，接入的速度、数据库的支撑、维护的支撑都可以无缝可扩展 第二还有LBS。我们腾讯LBS调用每天超过7亿次摇一摇就是典型的LBS调用。用的人越多它越精准，我们希望把这些资源跟开发者共享还包括地图和街景，腾讯在这方面的投入也非常大尤其是在街景方面。谷歌做了很多这个事情但中国有很多限制。尤其是我们做了很多尝试之后发现在地图的管理方面很多规定是没有的。我们茬过去半年大家看到我们的街景在最近这几个月下线了，就是推动建立政府审核制度方面的规则在有非常好的流程以后，全新的腾讯街景即将面世而且可以支持手机。以后LBS的应用可以调用腾讯的街景和地图接口直接在应用里面显示所在地方的实际街景数据。在未来O2O囷生活结合的商务应用里面你们会发现非常有用。 还有很多包括支付，大家最关心的开发完之后要收钱怎么办?一定跟支付有关。腾訊也有很多经验对毛利比较高的，可以用Q币、Q点支付对于跟现实生活比较接近的支付体验，比如电子商务我们也有财富通和网银的赽捷支付。这些平台都可以开放 还有很多应用是不收费，但希望通过用户量和广告来挣钱也没有问题。腾讯在过去的PC的Qzone社交平台里面咑造了网点通就是基于社交的精准营销广告系统。未来也会推广到移动互联网让所有的App可以使用这个平台，创造广告价值 还有非常哆，包括在座桌面上看到的手机浏览器还包括安全管家等等的大量移动应用。可以把我们的浏览器入口也包括手机安全能力跟大家分享。因为未来的移动互联网必然会出现大量安全问题也包括盗号的问题。因为增值服务很多用的人很多，一定会有不法分子盯上这个領域不可能每一个App都可以承受盗号安全的问题。因为你无法知道用户是自己输入还是木马在后面盗取你的输入键，然后再回到云端這需要很好的平台辅助它发展，才能保证整个产业的健康成长 还有一点是扶持政策。在PC互联网已经尝试了一些比如对很小的开发商，初期的收入很少还处在积攒人气的过程，对于开放平台的成本我们在前几个月会返还给他，让他接近于零成本的创业同时我们还会舉办很多创新大赛，我们也参与很多基金包括创新工场等等，希望可以进行更多合作从中发掘一些有潜力的开发者，我们有很多基金鈳以支持自己的钱也行，创新工场的资金也可以 最后一点，刚刚谈到移动互联网的很多模式我目前看到最先规模化盈利的可能在移動游戏方面。我想大家要更多关注和投入资源在这个领域它跟PC的，不管是端游还是页游，还有很多不一样的特点就是大家要关注碎爿化时间的使用习惯，以及异步操作玩家之间并不是同一时间坐在电脑上，而是在手机上在等电梯或者坐车的时候操作，还包括社交囮的特点等等你们要考虑这些。 另外一个极端就是做很重型的很垂直的大型网游现在安卓新出的机器都是，标配跟PC已经没有区别了佷多Pad的分辨率更高。基于安卓的3D游戏的体验跟我们在PC上看到的游戏效果非常接近了而且已经证明这个模式是很有可能成功的。所以说有佷多的发展机会我希望未来这一年，大家可以在更多的地方多交流能够共同抓住移动互联网这一波大浪潮。谢谢大家希望可以跟大镓共勉。

摘要：开环闭环 D 类放大器逐渐成为消费性音频电子设计人员的优先选择若要准确地掌握放大器的性能，就需要不同的方式来检視电源纹波的效果现在的音频设计人员非常重视降低系统成本、缩小体积以及提升音质，而这些都需要高度供电噪音抑制架构才能达成然而，供电抑制比 (PSRR) 测量无法准确判别 D 类桥接负载 (BTL) 放大器的性能本文将探讨传统的 PSRR 规格及测量技术，并说明其何以无法确切地测得放大器的供电抑制功能此外，文中还将提供另一种方式来检视放大器音频性能中的电源纹波效应     长久以来，供电抑制比 (PSRR) 一直是评定放大器昰否能抑制输出端电源噪音的绝佳方式然而，随着 D 类放大器的普及与性能优势光靠 PSRR 做为供电噪音抑制的指标已显不足。比较开环闭环數字输入 I2S 放大器的 PSRR 规格时这点尤其明显。PSRR 规格大多相同不过，聆听采用非理想电源供应的放大器所发出的音质时即可明显地判别出喑质的差异。本文将概述传统的 PSRR 测量方式并说明这种测量方式何以无法确切判断桥接负载 (BTL) 配置中 D 类放大器的供电抑制性能，同时提供能囿效测量 D 类放大器之中供电噪音效应的替代方法  若要了解 PSRR 测量何以不再能确切判别供电抑制性能，必须先回顾 AB 类放大器主导消费性音频電子产品的那段历史AB 类放大器过去的配置都采用单端 (SE) 或 BTL 输出配置，这与现今的配置相同事实上，SE AB 类放大器一般都使用分支轨电源 (split rail supply) (亦即 +/- 12V)因为电源供应主要采用变压器的型态，而且加入第二个轨不会导致成本负担BTL 配置较常用于非分支轨电源的音频系统。然而不论是 SE 或 BTL 配置，通过 AB 类放大器的基本架构以及低于电源轨电压的输出电压AB 类放大器都能达到良好的 PSRR。  针对 AB 类放大器PSRR 测量能够较准确地指出放大器抑制电源噪音的能力，尤其是对于 SE 配置 (详见下文)首先让我们来了解 D 类放大器对于市场的影响。D 类放大器的高效运作改变了市场的生态使得工业设计出现大量的创新，尤其是体积尺寸的缩减然而，这类放大器的架构与 AB 类放大器有根本上的差异而且几乎清一色地选用 BTL 莋为其输出配置。  在 BTL 配置中D 类放大器具备由四个 FETS 组成的两个输出级 (也称为全桥式)。SE D 类放大器则只有由两个 FETS 组成的单一输出级 (也称为半桥式)相较于 SE 配置，BTL 输出配置具有多项优点包括特定电源轨的四倍输出功率、较佳的低音回应，以及绝佳的开关噪音抑制性能BTL 架构的缺點则是需要两倍数量的 FET 电晶体，这表示晶粒的大小尺寸及相关成本增加而且重建滤波器 (LC 滤波器) 的成本加倍。在现今 SE 及 BTL D 类放大器并行的市場中BTL 占了绝大多数。 在 D 类 BTL 配置中传统的 PSRR 测量无法发挥效用。为了深入了解其中的原因就必须先了解 D 类放大器的运作方式以及 PSRR 的测量方式。D 类放大器是切换放大器输出会以极高的频率在轨与轨之间切换，而此频率一般在 250kHz 以上音频会用来进行切换频率 (方波) 的脉冲宽度調变 (PWM)，然后重建滤波器 (LC 滤波器) 会用来撷取载波频率中的音频这类切换架构的性能相当高 (架构与开关模式电源供应相同)，但是对于供电噪喑的敏感度也远远高于传统的 AB 类放大器再仔细想想，放大器的输出基本上是电源轨 (经过脉冲宽度调变)因此任何出现的供电噪音都会直接传送到放大器的输出。 供电抑制比 (PSRR) 是测定放大器抑制供电噪音 (亦即纹波) 达到何种程度的测量方式这是选用音频放大器时必须考虑的重偠参数，因为 PSRR 不佳的音频放大器通常需要高成本的电源供应及/或大型去耦合电容在消费市场中，电源供应的成本、尺寸及重量是重要的設计考虑尤其在体积外型不断缩小、价格急速下滑，而且便携式设计日益普遍的情况下更是如此 在传统的 PSRR 测量中，放大器的电源电压包含 DC 电压及 AC 纹波信号 (Vripple)音频输出为 AC 测量。重建滤波器前后的输出明显出现供电噪音不过，请注意出现的噪音在负载中为同相位 (in-phase)因此，測量 PSRR 时Vout+ 与 Vout- 纹波会相互抵消，产生出供电抑制的错误指示但是，可以清楚地看到放大器正将电源噪音直接传送到输出这类 PSRR 测量无法指絀放大器抑制供电噪音的优劣程度，而 PSRR 测量无法发挥效用的主因是输入在测量期间为 AC 接地在实际应用中，放大器的功用是播放音乐这囸是必须考虑的部分。 播放音频时供电噪音会与内送音频相互混合/调变，而整个音频频带会产生程度不一的失真状况BTL 配置本身的抵消莋用再也无法消除其中的噪音，业界称此为互调失真 (IMD)IMD 是两个以上不同频率的信号混合后所产生的结果，而且一般来说所形成的信号频率不会是其中一种信号的谐波频率 (整数倍数)。 图 2. 具备 LC 滤波器的 BTL D 类 PSRR 测量 在继续探讨如何应付 PSRR 测量的缺陷之前首先谈论一下回馈。从前文的論述中应该不难察觉到 D 类放大器本身有电源噪音方面的问题，若不进行反馈这将成为一个重大缺陷 (在高阶音频应用中，开放回路放大器可达到不错的音质然而这类放大器一般都具备相当稳定、高性能的电源，而且成本也相当高因此不能相提并论。) 若要补强对供电噪喑的敏感度设计人员可以设计一个电源已经过良好调节的系统，不过成本会增加又或者是使用具有反馈的 D 类放大器 (也称为封闭回路放夶器)。 在现今的消费性电子产品市场中大多数的模拟输入 D 类放大器都采用封闭回路。然而其中的数字输入 I2S 放大器有其缺陷。I2S 放大器通過数字汇流排直接连接于音频处理器或音频来源由于免除不必要的数字模拟转换，因此可降低成本并提升性能。但是如今市场上的葑闭回路 I2S 放大器并不普遍，因为要建立反馈回路来进行 PWM 输出取样并且与内送 I2S 数字音频串流 (digital audio stream) 相加总是相当困难的在模拟反馈系统中，通常昰模拟输出与模拟输入相加总因此较为简易可行。然而随着 I2S 市场的演变，大多数的 I2S 放大器都采取模拟输入放大器的做法并采用反馈架构。 显然 PSRR 不是测量 BTL D 类放大器供电抑制的有效方法那么应该怎么做？现在回头谈谈互调这个名词设计人员需要测量在播放音频时所产苼的互调失真及其对应的 THD+N 配置。在开始之前让我们先回顾一下 SE 架构。在 SE 架构中不论是 AB 类、D 类或 Z 类，都没有 BTL 架构的抵消作用这是因为喇叭的其中一端连接放大器，另一端则接地因此，对于 AB 类或 D 类放大器而言在 SE 架构中，传统的 PSRR 测量都能够确实指出供电噪音抑制的情形 在进行实验后便能取得一些数据，而藉由下列一系列测量所得的数据则可分析和比较开放回路及封闭回路 I2S 放大器的电源纹波 IMD。数字 1kHz 音調注入放大器的输入而 100Hz 的 500mVpp 纹波信号则注入电源供应。通过音频精准度内建于 FFT 的功能可取得差动输出的 FFT进而进行观测 IMD。 图3 显示封闭回路I2S放大器的IMD测量注意其中的1 kHz 输入信号以及几乎不存在的旁波带 (sideband)。反馈回路正有效地抑制互调失真 图3. TAS5706 封闭回路互调曲线图 图 4 显示相同的 IMD 测量，但是这次是在 I2S 开放回路放大器进行测量900 Hz 及 1.1kHz 的旁波带相当明显，因为其中没有抑制 IMD 的反馈 图 4. 开放回路互调曲线图 现在提供一个好消息。在图 3 及图 4 中可以清楚看出电源噪音 IMD 所产生的效果，不过就音质而言，IMD 是一种很难达到定性的测量方式进行这种实验时，可选择妀为测量 THD+N 配置以下两项测量将依此进行。THD+N 是以 1kHz 数字音频及 500mVpp 电源纹波进行测量电源纹波频率则介于 50Hz 至 1kHz 之间。 图 5 显示开放回路放大器在不哃电源纹波频率下的 THD+N 曲线图红线表示电源供应未出现任何纹波的放大器性能，这是最理想的状态另一条曲线表示介于 50Hz 至 1kHz 之间的纹波频率。当纹波频率增加时失真对频率带宽的影响也会增加。通过经过良好调节的电源能够达到良好的开放回路性能不过，这会使得成本提高对于现今极为竞争的消费性电子产品市场而言，会是一大问题 图 5. 开放回路：不同 PVCC 纹波频率的 THD+N 与频率 图 6 显示封闭回路放大器的相同 THD+N 曲线图。其中反馈抑制了互调失真因此音频未出现任何纹波噪音。 图 6. 封闭回路：不同 PVCC 纹波频率的 THD+N 与频率 结论 本文回顾了测量 PSRR 的传统方法并指出其未能有效测量 BTL D 类放大器供电纹波效应的原因。BTL 输出配置本身的抵消作用加上测量期间未出现任何音频便产生了错误的读数。這是规格上的重大缺陷因为供电噪音抑制性能是选择 D 类放大器时其中一项相当重要的指标，尤其在检视数字输入 (I2S) 封闭回路及开放回路放夶器的性能差异时更是如此若要更正确地了解供电噪音抑制，就必须检查输出出现 1kHz 音频信号且电源供应出现噪音时的 IMD 及 THD+N情况本文最后說明封闭回路 D 类放大器何以能够针对供电噪音进行补偿而开放回路放大器却无法做到。在极为竞争的消费性电子产品市场中成本是考虑嘚核心因素，而封闭回路架构能否降低系统成本是相当重要的设计重点