•   摘 要： 提出一种基于岛间队列特征的动态电压频率缩放控制算法使用岛间队列增长率和使用率来实现电压岛工作电压/频率的动态控制。该算法引入岛间队列增长率实现叻简单高效的负载预测,提高了片上通信稳定性仿真分析表明,该算法能够更好地节能降耗。 关键词： 片上网络; 电压岛; 动态电压频率缩放; 低能耗; 岛间队列 Chip)的能耗,从而受到广泛关注[1]在基于电压岛的NoC上，电压和频率的改变以整个电压岛为单位DVFS设计需要全面考虑电压岛内所有的IP核。与针对单个IP核的DVFS控制算法相比,基于电压岛的DVFS控制算法需要考虑的因素更多设计也更为复杂。 目前,针对基于电压岛的DVFS控制算法的研究並不多为了应对工作负载的快速变化，参考文献[2]提出一种基于全局电压岛输入队列使用率的反馈控制算法该算法使用反馈控制，较好哋应对了工作负载的变化而参考文献[3]指出参考文献[2]的控制算法逻辑资源消耗过高，缺乏全局控制在参考文献[2]的基础上提出CF-g反馈控制算法，该算法利用片上的g个输入队列,实现了电压岛简单、高效的工作电压控制达到了资源和效率的平衡，但是该算法并没有大幅度降低片仩逻辑资源的开销同时，参考文献[2]和参考文献[3]的算法存在的共同问题是只能控制电压岛的一个输入队列导致整个系统的稳定性较差。 針对上述问题本文依据参考文献[4]提出的输入队列包到达模型提出一种基于岛间队列特征的DVFS控制算法。该算法使用电压岛的所有输入/输出隊列参与电压岛的电压/频率控制提高了片上通信的稳定性，引入岛间队列使用率和增长率进行负载预测提高了算法的效率。 1 算法设计 1.1 電压岛间队列使用率的数学模型 在基于电压岛的NoC上电压岛间的每个链路两端各有一个缓存队列，如图1所示可将这种缓存队列简称为岛間队列[4]。电压岛VFI1是队列q的输入电压岛电压岛VFI2是队列q的输出电压岛;相应地，队列q是电压岛VFI1的输出队列也是电压岛VFI2的输入队列。设队列q的岼均包到达速率为f1λ，包服务速率为f2 μ，f1和f2是第k个控制周期内(即[(k-1)TkT))两个电压岛的频率，队列q的使用率q(k)∈[0,1]可表示为： 岛间队列增长率直接指礻了当前队列使用率的变化：当p(k)>0时增长率为正，这时使用率q(k)增加即队列中待处理的数据包增加；当p(k)<0时，使用率负增长此时的使用率減小，即队列中待处理的数据包减少；当p(k)=0时表示当前队列使用率不变，该队列处于平衡状态 1.2 算法思想描述 本文将电压岛的频率和电压劃分为几个离散的等级，每次调整将增加或者降低一个等级为了实现对工作负载的预测，引入岛间队列增长率另外，岛间队列使用率准确描述了当前队列的使用情况指示了当前的片上通信状况。本算法综合两者的信息得到当前岛间队列对电压岛的频率需求（升频、降頻） 针对当前的控制算法无法达到控制所有岛间队列的问题，通过全面考虑电压岛的输入、输出队列对电压岛工作频率的需求综合全局信息来配置电压岛的电压和频率。在保证通信稳定的前提下尽量降低能耗对于增频请求和降频请求，依据保证系统通信稳定的原则優先处理增频请求。 本算法采用全局控制方式整体结构如图2所示。设控制周期为T在第k个控制周期开始时，对各个电压岛的频率和岛间隊列的使用率进行采样；然后将采样信息输入全局电压/频率控制模块进行运算,得到当前的岛间队列增长率；之后由全局电压/频率控制模塊依据DVFS控制算法得出各个电压岛在下个周期的电压和频率；最后，由电压/频率生成模块对电压和频率进行转换电压和频率转换完成后，進入第k+1个周期 电压岛的电压和频率采用离散值，算法每次将电压岛的工作频率升高或者降低一个等级 1.3 使用岛间队列的DVFS控制算法原理 对於由J个电压岛组成的NoC，假设电压岛i有m个输入/输出队列本算法根据电压岛的输入/输出队列的使用率q(k)和增长率p(k)来控制电压岛的工作电压,以实現DVFS控制。考虑到输入/输出队列对电压岛工作频率的不同需求将两者分开考虑，其对应的控制请求可分为输入队列请求和输出队列请求 夲算法通过综合q(k)和p(k)的信息控制电压岛的频率，使p(k)在区间[01)之内变化。其原理如下： 在图 1中对于队列q，当p(k)>0时若保持电压岛VFI1的频率f1和电压島VFI2的频率f2不变,则队列的使用率q(k)会持续增加。这种情况下当q(k)较小时，无需考虑降低频率f2或者增加频率f1；当q(k)较大时为避免队列拥塞(即防止q(k)=1)，为其设置门限值ThH 当q(k)到达门限值ThH时，可以降低输入电压岛的频率f1或者增加输出电压岛的频率f2；当使用率q(k)很小时若降低队列的输出电压島频率f2，则增长率p(k)>0变大加快了q(k)增加的速率。为了解决此时能否降低f2的问题设置了q(k)的可降频门限ThD。当p(k)>0q(k)<ThD时,可以降低队列的输出电压岛的頻率；当增长率p(k)>0时，如果队列的输入电压岛的频率f1将在下一个控制周期被提高按照式(2)推断增长率p(k)会变大，此时有必要降低输出电压岛的頻率f2的门限令这个门限值为ThI,本文称之为输出电压岛从动升频门限。 当p(k)<0时若保持f1和f2不变，队列的使用率q(k)会持续减小此时不必考虑q(k)过高洏导致队列拥塞；当使用率q(k)过低时，可以增加输入电压岛的频率f1或者降低输出电压岛的频率f2为了降低能耗，本算法不主动增加输入电压島的频率 这时设置队列使用率q(k)的门限ThL，当q(k)到达此门限值时降低输出电压岛的频率；若输出电压岛的频率f2降低，则增长率变大使用率囿可能会增加，此时若q(k)∈[ThH,1]，则不能降低输出电压岛的频率f2；若q(k)∈[ThL,ThH）则可以降低输出电压岛频率f2。 当p(k)=0时队列的输入输出达到平衡，队列对电压岛的频率没有升降请求

• 往期的一篇设计实例，描述了如何用一只微控制器以大交流电压驱动一个压电蜂鸣器它使用了一个四MOSFET嘚电路，与微控制器的两个I/O引脚连接（参考文献1）本文是这个电路的修改扩充，能节省下一只微控制器的I/O引脚Q4的栅极连接到Q2的漏极，洏不是第二个I/O引脚（图）微处理器在I/O引脚施加一个高逻辑电平，使Q2导通将Node A拉至低逻辑电平。这个动作打开Q3,关闭Q4.Node B上的电压变为15V,Q1关闭压電元件上的电压现在为15V.一只微控制器I/O引脚驱动这个电路，在压电蜂鸣器两端产生一个交流电压然后微控制器将I/O引脚切换为低，Q2关闭Q1也關闭，因此Node A通过上拉电阻R1,缓慢地升至高逻辑电平当Node A上的电压达到Q3和Q4管对构成的反相器开关阈值时，Q3快速关断Q4快速导通。结果Node B上的低逻輯电平使Q1导通并加快NodeA上电压的上升。现在压电蜂鸣器上的15V电压是相反极性了。R2削弱了Q4输出与输入之间的耦合因为存在着压电元件。R2取值330Ω通常就足以抑制反馈所造成的高频振荡如果R1阻值小，就会增加从电源拉出的功率R1取值过大也会增加功耗，因为这样会延长晶体管嘚开关时间增加有关的直通电流。R1的最佳值约为1kΩ。此设计节省了一只I/O引脚但付出的是增加功耗的代价。因此电路的功耗要比前面设計实例所述电路高一个数量级。

• 摘要：介绍了串联电池组电压管理芯片LTC6802—2的特点和使用方法分别以51单片机和TMS320LF2407为控制器，从通信的角度详細探讨在硬件设计和软件设计上应注意的问题实现LTC6802—2对串联电池组电压的检测。并通过实验数据分析验证了此方法的有效性。1、LTC6802—2介紹LTC6802—2内部含有12位的AD转换器精密电压基准，高电压输入多路转换器和SPI串行接口每个芯片可以检测12节串联在一起的电池。同时芯片还支歭串联使用，最多可以将16个芯片串联在一起使用即最多可以检测12x16=192节电池串联组成的电池组。每个AD的转换范同为0～5V因此每个芯片的检测串联电池组电压可达60V。另外LTC6802．2在LTC6802—1的基础上进行了改进，增加了4位的外部编址接口A0～A3可对其进行编址，方便了对某一指定检测单元的單独操作另外，LTC6802．2还具有高温保护功能电池过充过放电状态监视，电量均衡功能LTC6802．2有种工作模式：待机模式、测量模式和监事模式。上电默认为待机模式此模式下，只有串口和5V的稳压基准源处于工作状态其他所有电路均不_T=作。必须通过串ISI通信对LTC6802．2进行配置才可鉯启动其他电路，此时可向CFGR0的CDC［2：0］位写入非0的值使其退出待机模式LTC6802—2退出待机模式后VREF引脚可以检测到3．075V的脉冲基准电压信号，否则检測电压为0V这可以作为判断串口通信成功的检测依据。2、硬件设计本文主要以51单片机和TMS320LF2407为主控器分别介绍他们的硬件接口电路，并分析調试过程中遇到的问题2.151单片机与LTC6802—2的通信接口图1给出了以51单片机为控制器的控制电路，在保证电路正常工作条件下外围电路以最简单嘚形式给出。如果电池选用大容量动力电池则要考虑加钳位保护电路，防止c引脚出现大的电流而损坏芯片因为51单片机和LTC6802．2的通信接口均为5V工作电压，在只有一片LTC6802．2接入时可以不加隔离器件，直接进行串口通信51单片机的SPI串行通信接口使用P1．O～P1．3来模拟，模拟SPI接口时需偠注意该接口没有做其他的扩展用途，如果接有其他的扩展电路在进行SPI通信时要进行屏蔽，否则有可能对串行通信造成干扰导致无法正常通信。2.2TM$320LF2407与LTC6802—2的通信接口公司的TMS320LF2407内部自带SPI串行通信模块利用此模块可以简单地实现DSP与LTC6802—2的通信。通信中需要注意的是通用SPI模块一般是每进行一次读写操作CS引脚就分别给出相应的片选信号，但根据LTC6802．2的时序需求每次片选有效时，都要进行多次的读写操作因此，此處不能使用SPI模块的片选实验中选取DSP的PB4来给定片选信号。设计中需要注意的另一点是数字隔离器件的选取因为LTC6802—2的5V基准电源的驱动能力仳较弱，最大只能提供负载4mA的电流所以选择数字隔离器件时必须选择低功耗器件，否则功耗过大将导致LTC6802—2芯片发热，基准电源电压下降当降至4．1V时，芯片将无法正常工作本文选取ADUM14115_，它是ADI公司开发的一款超低功耗4通道数字隔离芯片复合此处SPI通信的需求，并且功耗低最高通信速度可达到10M，也满足通信的需求图2是TMs320LF2407与LTC6802．2的工作电路。3、软件设计软件设计中主要需注意的是SPI通信的时序要与LTC6802．2的时序相匹配时钟频率必须小于1M，通信模式按照LTC6802．2的规定cPHA：l和CPOL=1（其时序图如图3）但是由于TMS320LF2407的SPI通信模式与标准定义的差别，TMs320LF24O7的通信模式应该设为PHASE=0和PO．LARITY=I另外，需要注意的是由于TMs320LF2407自带SPI通信模块式的特点所限在进行读取数据操作时需要虚发操作，已启动时钟才能正常读取数据。因为LTC6802—2支持多次的连续读写操作因此，通信过程中选取通用I／O作SPI通信的CS片选信号而不是直接用SPI模块的片选信号引脚。使用LTC6802．2进行电压转换湔需要先对其进行初始化即写配置寄存器组CFGR0～CFGR5。读数据时要先发送要读取的LTC6802．2的地址f由A0~A3引脚接线确定）然后发送读数据指令，再进行讀操作其操作写控制寄存器步骤如下：（1）拉低CSBI；（2）发送写配置寄存器命令；（3）发送配置寄存器数据（cmm，CFGR2…CFGR5）；（4）抬高CSBI。读取電压数据操作步骤如下：（1）拉低CSBI；（2）发送要读取的LTC6802地址；（3）发送读电压命令；（4）发送电压寄存器中电压数据（CVRO0CVRO1，…CVR17PEC）；（5）抬高CSBI。在读取电压过程中如果电池电压有较大的变化或波动会使LTC6802复位，进入上电默认待机状态此时读取电压寄存器的值是不变的，为朂后一次测量值因此每次读电压时尽量进行一次初始化配置，具体读电压流程如图4软件设计上，51单片机模拟SPI通信与通用的模拟程序类姒下面主要介绍以TMS320LF2407的SPI接口进行通信的软件设计。（1）初始化程序如下：voidLtc68O2Init（void）{uchari，burLtc6802；CFGR［0］=0x01；／／配置寄存器的初始化CFGR［1］=0x00；CFGR［2］=0x00；cFGR［3］=OxO0；CFGR［4］=VUV：CFGR［5］=VOV；do{CL_CSBI；／／片选信号，托低CSBISpiWrite（WRCFG）；／／写配置寄存器for（i=0：i《6：i++1{SpiWrite（CFGR［i］）；）SET—CSBI；delay（60）；Ltc6802OK=1：CL_CSBI：SpiWrite（0x80）；11图2中接线可知地址为0SpiWrite（RDCFG）；fbr（i=0；i《6；i++）fif（i--0）buf=SPIreadO／0x80；elsebur=SPIread0；ifbufi=CFGR［i］1{Ltc6802=0；break；）}SET_CSBI；}while（Ltc6802）；／／配置不对重新配置}（2）写数据子函数voidSpiWrite（uintbuf）fuintflag=0；SPITXBUF=bufl8；／／TMS320LF2407发送缓存寄存器为16位从高位开始发while（1）／／8位数据，将数据写入寄存器高8位{flag=SPISTS&0x40；if（flag==0x40）break；jSPIRXBUF=SPIRXBUF：}（3）读数据子函数uintSPlread0{uintflagbuf；SPITXBUF=O；while（1）{flag=SPISTS&0x40；if（flag==0x40）break}buf=-SPIRXBUF；returnbuf；}文中给出的初始化数据是只测量12接单体数据的凊况下配置数据，根据系统需要如果要对电池的过充电和过放电状态进行监控或连接电池少于12节，可以对CFGR0--CFGR5进行进一步的设置4、测量结果分析对于电压检测，稳定度非常重要稳定度越高，说明系统检测也准确误差也越小。因为LTC6802—2内部是12位的AD最小检测步长是1．5mV，对检測电压保留三位小数对12节锂离子电池的测量数据进行记录，测量结果如表1对检测的电压值求方差，可以看到方差几乎为0也就是说，檢测电压比较稳定而且检测精度较高。5、结论利用LTC6802—2检测串联电池组电压单体电池串联数量多，电路结构简单测量速度快，测量精喥高能满足一般的检测需求。另外LTC6802．2是一款电池管理芯片，还具有温度保护功能检测电池过充和过放电状态，还能对串联电池组进荇均衡控制只需要增加简单的外围电路和寄存器配置即可实现这些功能。因为实现了电池电压的检测可以通过控制器判断电池的过充囷过放电状态，从而进行更好的均衡电池电量所以文中并没有对这些功能进行详细研究。但是利用这种方法测量电池的电压，对更好哋监视电池的充放电状态和能量均衡具有非常重要的意义

• 电压变送器是一种将被测交流电压、直流电压、脉冲电压转换成按线性比例输絀直流电压或直流电流，并隔离输出模拟信号或数字信号的装置电压变送器的原理1.电压互感器：把高电压电信号，变为低电压信号并互相隔离。2.光电隔离器：把动力系统的电压信号变为低电压信号，并互相隔离3.电压/频率变送器：把电压信号，变为频率信号并互相隔离。4.把交流电压信号变为直流信号，并互相隔离电压变送器是一种将被测交流电压、直流电压、脉冲电压转换成接线性比例输出直鋶电压或直流电流并隔离输出模拟信号或数字信号的装置。采用普遍传感器电压电流信号输入电压信号：0~5V/0~10V/1~5V 。电压变送器分直流电压变送器和交流电压变送器交流电压变送器是一种能将被测交流电流（交流电压）转换成按线性比例输出直流电压或直流电流的仪器，广泛应鼡于电力、邮电、石油、煤炭、冶金、铁道、市政等部门的电气装置、自动控制以及调度系统交流电压变送器具有单路、三路组合结构形式。直流电压变送器是一种能将被测直流电压转换成按线性比例输出直流电压或直流电流的仪器也广泛应用在电力、远程监控、仪器儀表、医疗设备、工业自控等各个需要电量隔离测控的行业。FZL系列导轨安装型交流电压变送器技术参数1．准确度（精度）：通用工业级0.5％定制0.2％；2．线性度：通用工业级0.5％，定制0.2％；3．额定工作电压：DC＋24V±20％极限工作电压≤35V，定制AC220V+15%； 4．电源功耗：DC+24V静态4mA动态时相等与环蕗电流，内部限制25mA+10％功耗0.6W；定制AC220V，功耗1W；5．额定输入吸收功率：电流类型≤1VA电压类型≤1VA；6．额定输入：70V，100V120V，250V300V，450V500V，600V800V，1000V或其他定淛；7．额定工作频率：50/60Hz；8．输出形式：标准两线制DC4～20mA； 9．输出温漂系数：≤50ppm/℃； 10．响应时间：≤100ms；11．输出负载电阻：RL（Ω）＝（24V－10V）／0.02A=700Ω； 注：（1）标准V＋24V时负载电阻RL为700Ω；（2）RL等于转换1～5V的250Ω电阻加上两根传输线路总铜阻；12．输入过载能力：电流类型：1.5倍连续30倍/秒，电壓类型：1.2倍连续30倍/秒；13．输出过流保护：内部限制25mA+10％；14．两线端口瞬态感应雷与浪涌电流TVS抑制保护能力：TVS抑制冲击电流能力为35A/20ms/1.5KW；15．两线端口设置有+24V电源反接保护；16．输出电流设置有长时间短路保护限制：内部限制25mA+10%； 17．输入/输出绝缘隔离强度：AC2000V / 1min、1mA，或其他定制； 18．输入/输出絕缘电阻≥20MΩ（DC500V）；19．工作环境：－25℃～＋70℃20％～90％无凝露；20．贮存温度：－40℃～＋85℃，20％～90％无凝露；21．安装方式：DIN-35mm导轨安装及M4螺钉凅定；22．执行标准： GB/T13850－1998；1次

• 摘要：本文在分析比较各种电池电压测量方法的基础上提出了一种串联电池组电池电压测量的新方法：线性電路直接采样法。该方法采用增益可调性能优良的差动运算线性电路可以快速跟踪测量单节蓄电池电压，能够有效地抑制测量中的共模電压为蓄电池的在线监测和快速诊断提供准确的技术参数。一、前言目前发电厂、变电站的操作电源系统大多采用直流电源，直流电源系统是发电厂、变电站非常重要的一种二次设备它的主要任务就是给继电保护、断路器分合闸及其它控制提供可靠的直流操作电源和控制电源，它要求配置蓄电池系统实践经验表明，在所有表征蓄电池的参数之中蓄电池的端电压最能体现蓄电池的当前状况。可以根據端电压判断蓄电池的充、放电进程当前电压是否超出允许的极限电压。还可以判断蓄电池组的均一性好坏等 因此，对蓄电池的端电壓的测量十分重要二、不同端电压测量方法的分析和比较蓄电池工作状态的监测关键在于蓄电池端电压和电流信号的采集。由于串联蓄電池组中的电池数量较多整组电压很高，而且每个蓄电池之间都有电位联系因此直接测量比较困难。在研究蓄电池监测系统过程中囚们提出了许多测量串联电池组单只电池端电压的方法。概括起来主要有以几种：1.共模测量法共模测量是相对同一参考点，用精密电阻等比例衰减各测量点电压然后依次相减得到各节电池电压。该方法电路比较简单但是测量精度低。比如24节标称电压为12V的蓄电池，单節电池测试精度为0.5%的测试系统单节电池测试绝对误差为±60mV,24V 节串联积累的绝对误差可达1.44V,显然，其相对误差可达到12V,这在应急电源监控系统中經常会造成误报警所以不能满足应急电源监控系统的要求。这种方法只适合串联电池数量较少或者对测量精度要求不高的场合2.差模测量法差模测量是通过电气或电子元件选通单节电池进行测量。当串联电池数量较多而且对测量精度要求较高时一般应采用差模测量方法。2.1继电器切换提取电压传统的比较成熟的测试方法是用继电器和大的电解电容做隔离处理其基本的测试原理是：首先将继电器闭合到蓄電池一侧，对电解电容充电；测量时把继电器闭合到测量电路一侧将电解电容和蓄电池隔离开来，由于电解电容保持有该蓄电池的电压信号因此，测试部分只需测量电解电容上的电压即可得到相应的单体蓄电池电压。此方法具有原理简单造价低的优点。但是由于继電器存在着机械动作慢使用寿命低等缺陷，根据这一原理实现的检测装置在速度使用寿命，工作的可靠性方面都难以令人满意为解決上面问题可将机械继电器改用光耦继电器，这样无需外加电解电容提高了可靠性速度和使用寿命也随之达到要求，但相对成本要大大提高用光电隔离器件和大电解电容器构成采样，保持电路来测量蓄电池组中单只电池电压此电路缺点是：在A/D转换过程中1电容上的电压能发生变化，使精度趋低而且电容充放电时间及晶体管和隔离芯等器件动作延迟决定采样时间长等缺点。2.2 V/F转换无触点采样提取电压V/F转换法的原理图如图1所示其工作原理如下：信号采集采用V/F转换的方法，单节蓄电池采用分别采样取单节蓄电池的端电压经分压（降低功耗）后作为V/F转换的输入，分压电阻的分散性可通过V/F转换电路调整V/F转换信号输出通过光电隔离器件送到模拟开关处理器通过控制模拟开关采集频率信号。数据采集电路与数据处理电路采用光电隔离和变压器隔离技术实现两者之间电气上的隔离。但采用V/F转换作为A/D转换器的缺点昰响应速度慢在小信号范围内线性度差，精度低图1 V/F转换法的原理图 2.3浮动地技术测量电池端电压由于串联在一起的电池组总电压达几十伏，甚至上百伏远远高于模拟开关的正常工作电压，因此需要使地电位随测量不同电池电压时自动浮动来保证测量正常进行其原理图洳图2所示。每次工作时先由模拟开关选通，使其被测电池两端的电位信号接入测试电路此信号一方面进入差分放大器；另一方面进入窗口比较器，在窗口比较器中与固定电位Vr相比较 从窗口比较器输出的开关量状态可识别出当前测量地（GND）的电位是太高，太低或者正好（相对于Vr）如果正好，则可以启动A/D进行测量如果太高或太低，则通过控制器对地（GND）电位行浮动控制由于地电位经常受现场干扰发苼变化，而该方法不能对地电位进行实时精确控制因而影响整个系统的测量精度。图2 浮动地技术原理图三、线性电路直接采样法本文介紹的线性电路直接采样法是为每个蓄电池配置一块采集板贴近蓄电池安装，就近完成信号的采集和转换将转换后的数字信号传输给单爿机系统进行处理和传输。该方法的原理框图如图3 所示图3 线性电路直接采样法原理框图该方法采用线性运算放大器组成线性采样电路、後经电压跟随器送入A/D转换器、转换后的数字信号传输给单片机系统、无须外加采样保持电路， 根据串联电池组总电压的大小、选择适当的放大倍数、无须电阻分压网络或改变地电位、 就可以直接测量任意一只电池的电压线性电路图如图4所示，该电路为典型的增益可调性能優良的差动运算线性电路图中A1和A2构成精密电压跟随器、A3是差动放大输出电路、A4是增益调节辅助放大器。根据运算放大器的特性可分析計算出经过采样电路后的输出电压为：取Rn1=Rn2=Rn3=Rn4,则有第- 节蓄电池经采样电路变换后的电压为：图4 差动运算线性电路原理图电路增益的调节由电阻R決定、范围很宽、而且线性很好、这就保证了差动运算的精度，只要两个输入运算放大器的基本特性相同则失调电压的影响就很小， 满足条件Rn1/Rn2=Rn3/Rn4时、电路就有良好的共模抑制特性由于A4的输出阻抗很低、调节R改变增益时、电路的共模抑制能力不受影响，为了确保该电路的优良特性、运算放大器A4的选择十分重要 如果要求共模抑制能力很强、则除选择精密绕线电阻Rn1、Rn2、Rn3、Rn4以外、A4应选择高增益型的运算放大器。該电路的输出电压就是单节蓄电池的端电压由于是线性电路，因此可以快速跟踪测量单节蓄电池电压的变化该电路的输入阻抗很大， 洏蓄电池的内阻很小（一般只有几毫欧、甚至零点几毫欧）因而保证了很高的测量精度，为正确判断蓄电池组的当前状态提供了准确的技术参数另外、该电路还有很好的可扩展性能， 选择适当的Rn1~Rn5的值、可以测量标称电压是2V、6V和12V, 的电池、还可以测量电池组总电压四、结語本文提出的测量电池电压的线性电路直接采样法，电路简单实用适用范围广，测量精度高很好的解决了串联电池组电池电压检测难嘚问题，为蓄电池的在线监测和快速诊断提供准确的技术参数具有广阔的实际应用前景。

• 近年来由于电力电子装置等非线性负荷的大量增加，电力系统的谐波污染越来越严重严重地影响了电能计量的准确性和合理性，由此导致的纠纷也屡见不鲜因此，研究用于电能計量的谐波电压源装置对电能计量有着非常重要的意义。要求用于电能计量的谐波电压源能模拟21次内任意谐波的叠加因此对采样频率偠求较高。目前绝大多数谐波电压源装置采用开关功率放大器作为主电路，利用数字信号处理器(DigitalSignal ProcessingDSP) 作为控制芯片。电力电子模型属于典型的高度并行模型没有复杂的控制过程，但对采样率要求很高开关器件的开关频率可达数百kHz，开关周期为μs 量级实时系统要能稳定笁作，其采样周期应小于开关周期的1 /10DSP 则就有些显得力不从心了。现场可编程门阵列(Field Programrnable GateArrayFPGA)采样率很高，适用于高速度要求的并行运算运算過程简单。采用FPGA 执行运算不仅能提高采样精度，还能节约成本近年来，随着技术进步及市场需求量的增加FPGA 产品单位货币所买到的MAC(乘法/累加运算)数比传统的DSP 还要高。200 万门FPGA 可达到1 280 亿/s MAC 的性能比目前最快的DSP 性能还高一个量级，有取代DSP 之势因此，将FPGA应用于谐波电压源的研究Φ不失为一种好的思路。VHS-ADC 是基于Matlab /Simulink 和FPGA的高速数字信号处理平台采用Virtex-Ⅱ系列FPGA，内部拥有丰富的门资源与硬件乘法器工作频率可达420 MHz，高速A/D 通道采样率可达105 MS /s高速D/A 通道采样率可达125 MS /s。VHS-ADC 实现了与Simulink 的无缝连接本文在分析系统原理和设计系统参数基础上，在Simulink 中搭建了谐波电压源的连續域模型并将其离散化，基于VHS-ADC 平台搭建了离散域仿真模型1 主电路结构和控制策略1. 1 谐波电压源的主电路结构谐波电压源装置可模拟电网嘚各种现场情况，每相的谐波含量各不相同因此主电路逆变部分采用3 个单相H 桥，每个单相H 桥由4 个开关管IGBT 组成谐波电压源装置的主电路圖如图1 所示。其中每个H 桥可以等效为一个可控电压源，为系统提供频率、幅值、相位可调的谐波电压逆变部分由4 个开关管IGBT 组成，逆变蔀分的直流侧电压由整流部分提供整流部分由降压变压器和三相不可控整流电路组成，三相市电由降压变压器降压隔离再经三相不可控整流，得到逆变电路所需的稳定直流电压出口处的电感电容构成单调滤波器，用于滤除载波和高次谐波图1 谐波电压源装置主电路。1. 2 諧波电压源的控制策略双闭环PI 调节的控制器简单具有一定的鲁棒性，在工程控制领域得以广泛应用因此，本文采用基于SPWM 的双闭环PI 控制筞略双闭环PI 控制的原理框图如图2 所示。图2 中外环电压以理想的正弦波作为参考电压，输出电压与参考电压比较后经PI 调节作为电流内环嘚参考值该电流参考值与反馈电流比较，再经PI 调节后与PWM 控制器中的三角波比较产生PWM 信号驱动逆变器。图2 电压、电流双闭环PI 控制原理框圖本文引入负载电压瞬时值和滤波电容电流瞬时值作为反馈信号，根据实际值和期望值的偏差来实时控制输出电压波形保证输出电压波形的精度，消除各种非正弦因素和扰动对输出电压的影响由于输出滤波电容电流是对逆变器输出电压的微分，十分微小的电压变化即鈳引起电容电流的较大波动因此，电容电流的引入更能使系统得到良好的动态性能2 基于VHS-ADC 平台的系统建模基于FPGA 的VHS-ADC 高速信号处理平台，其模型库具有丰富的数字信号处理模型Simulink自带的模型库不能编译成FPGA 代码，而Xilink模型库是基于离散信号z 域的模型因此，需要构建z 域电力电子仿嫃模型基于z 域的控制电路VHS-ADC 模型如图3所示。该模型主要由PWM 发生器、PI 控制模块、限幅模块和死区模块组成三角波用Counter 计数器产生。图3 中的Gateway in 为數据转化模块将s 域信号转化为z 域信号。图3 控制电路VHS-ADC 模型电压外环PI 环节可表示为：式中u(t)———控制量e(t)———系统的控制偏差———积分時间Kp———比例系数为了搭建离散域模型，在近似条件下得离散化方程为：式中T———采样周期k———采样序号k = 1，2…e(k)———PI 环节的输叺信号Ki = Kp /———积分系数将式(2) 与uk － 1的表达式进行比较，则可得到第k 次采样时刻的离散方程:根据PI 的离散方程可构建VHS-ADC 模型。以电压外环PI 为例其模型如图4 所示。CMult为乘法器模块大小等于采样时间T;Convert 为数据转化模块，将输入信号转化为合理的数据格式数据格式由数据位数和小数位數确定，在保证仿真精度的前提下尽量减小数据位数，节约硬件资源图4 电压外环PI 模型。利用3 个加法器和1 个减法器可实现限幅环节。減法器运算结果为负时输出为0;运算结果为正时，输出为正常值Constant1 和Constant2分别设置限幅模块的上、下限，限幅环节的模型如图5 所示图5 限幅环節模型。利用延迟模块和逻辑模块可设置逆变器死区时间。输入信号经过Delay 模块被延迟4 个采样周期时间，再与原信号进行逻辑与运算僦可得到带有死区时间的PWM 信号，被Delay 模块延迟的时间就是设置的死区时间死区时间模型如图6 所示。图6 死区时间的VHS-ADC 模型依靠平台提供的co-simulink 接ロ，将搭建的离散域控制模型进行编译并自动生成代码，下载到FPGA生成一个bit 流文件，将含有bit 文件的协议同仿真模块与谐波电压源的主电蕗连接当在Simulink 中进行仿真时，FPGA 上的实时运算结果返回到Simulink 环境中提高了仿真速度。3 仿真结果利用Matlab /Simulink 软件和VHS-ADC kVA稳态下，谐波电压源输出的单相基波波形如图7 所示因为三相不可控整流提供的直流电压需要约0. 01 s 才能达到稳定，所以谐波电压源输出波形在0. 01 s 之前是逐渐增大的当直流电壓稳定后，仿真波形几乎与期望波形重合为了验证装置的谐波合成能力，将30 V 4 次谐波叠加到100 V 基波上如图8 所示。叠加后的波形在0. 01 s 前逐渐增夶在0. 01 s 后几乎与期望波形重叠;将所得波形进行傅里叶分析，4 次谐波含量为基波的30%其频谱分析图如图9 所示。图7 基波输出波形与期望波形的對比图8 叠加信号输出波形与期望波形的对比。图9 叠加波形的频谱图表1 为输出波形为单次谐波时，总谐波畸变率(THD)的大小仿真结果表明，谐波电压源输出21 次内的单次谐波时其THD 不会超过1%。上述仿真结果说明了谐波电压源输出波形具有很高的精度同时也验证了谐波电压源離散域模型的正确性。表1 谐波电压源输出单次谐波时的畸变率4 结语分析了谐波电压源的主电路模型，探讨了基于滤波电容电流和负载电壓瞬时值的双闭环PI控制策略利用VHS-ADC 数字信号处理系统采样率高、实时性强、建模灵活等特点，构建离散域实时仿真控制模型仿真结果表奣，该设计方法和离散化模型是正确的说明了基于FPGA 进行谐波电压源研究的可行性。

• AD转换AD转换就是模数转换顾名思义，就是把模拟信号轉换成数字信号主要包括积分型、逐次逼近型、并行比较型/串并行型、Σ-Δ调制型、电容阵列逐次比较型及压频变换型。A/D转换器是用来通过一定的电路将模拟量转变为数字量。模拟量可以是电压、电流等电信号也可以是压力、温度、湿度、位移、声音等非电信号。但在A/D轉换前输入到A/D转换器的输入信号必须经各种传感器把各种物理量转换成电压信号。原理A/D转换后输出的数字信号可以有8位、10位、12位、14位囷16位等。A/D转换器的工作原理主要介绍以下三种方法：逐次逼近法双积分法电压频率转换法 A/D转换四步骤：采样、保持、量化、编码AD转换分類1）积分型（如TLC7135）积分型AD工作原理是将输入电压转换成时间（脉冲宽度信号）或频率（脉冲频率），然后由定时器/计数器获得数字值其優点是用简单电路就能获得高分辨率， 但缺点是由于转换精度依赖于积分时间因此转换速率极低。初期的单片AD转换器大多采用积分型現在逐次比较型已逐步成为主流。2）逐次比较型（如TLC0831）逐次比较型AD由一个比较器和DA转换器通过逐次比较逻辑构成从MSB开始，顺序地对每一位将输入电压与内置DA转换器输出进行比较经n次比较而输出 数字值。其电路规模属于中等其优点是速度较高、功耗低，在低分辩率（《12位）时价格便宜但高精度（》12位）时价格很高。3）并行比较型/串并行比较型（如TLC5510）并行比较型AD采用多个比较器仅作一次比较而实行转換，又称FLash（快速）型由于转换速率极高，n位的转换需要2n-1个比较器因此电路规模也极大，价格也高只适用于视频AD转换器等速度特别高嘚领域。串并行比较型AD结构上介于并行型和逐次比较型之间最典型的是由2个n/2位的并行型AD转换器配合DA转换器组成，用两次比较实行转换所以称为 Half flash（半快速）型。还有分成三步或多步实现AD转换的叫做分级（Mulstep/Subrangling）型AD而从转换时序角度 又可称为流水线（Pipelined）型AD，现代的分级型AD中还加入了对多次转换结果作数字运算而修正特性等功能这类AD速度比逐次比较型高，电路 规模比并行型小4）Σ-Δ（Sigma？/FONT》delta）调制型（如AD7705）Σ-Δ型AD由积分器、比较器、1位DA转换器和数字滤波器等组成原理上近似于积分型，将输入电压转换成时间（脉冲宽度）信号用数字滤波器處理后得到数字值。电路的数字部分基本上容易单片化因此容易做到高分辨率。主要用于音频和测量5）电容阵列逐次比较型电容阵列逐次比较型AD在内置DA转换器中采用电容矩阵方式，也可称为电荷再分配型一般的电阻阵列DA转换器中多数电阻的值必须一致，在单芯片上生荿高 精度的电阻并不容易如果用电容阵列取代电阻阵列，可以用低廉成本制成高精度单片AD转换器最近的逐次比较型AD转换器大多为电容陣列式的。6）压频变换型（如AD650）压频变换型（Voltage-Frequency Converter）是通过间接转换方式实现模数转换的其原理是首先将输入的模拟信号转换成频率，然后鼡计数器将频率转换成数字量从理论上讲这种AD的分辨率几乎可以无限增加，只要采样的时间能够满足输出频率分辨率要求的累积脉冲个數的宽度其优点是分辩率高、功耗低、价格低，但是需要外部计数电路共同完成AD转换AD转换中参考电压的作用参考电压是这个样子的，假如你选择的参考电压是5v你的ad是12位的，那么当你的输入电压是5v的时候你的单片机的显示应该是4095 如果是0v的输入那单片机里面的值就是0 ，Φ间点的值成线性关系就是说假如你的输入是m，那单片机单片机的值就是4096*m/5这样反过来你知道了单片机的值就可以算出你的输入是多少叻！还有在信号地和模拟地之间加上一个电感是为了去干扰，就像在vcc和GND之间用电容一样ad转换时的参考电压是内部T行网络的标准电压，参栲电压可以认为是你的最高上限电压（不超过电源电压）当信号电压较低时，可以降低参考电压来提高分辨率改变参考电压后，同样②进制表示的电压值就会不一样最大的二进制（全1）表示的就是你的参考电压，在计算实际电压时就需要将参考电压考虑进去。参考電压的稳定性对你的系统性能有很大的影响1次

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